基于LLC的大功率智能充電器設計方案

　　利用MA TIAB 對該模型進行仿真，可以初步分析出其工作特性如圖3 所示。 其中f s 為啟動頻率( Start Frequency) f r 為諧振頻率( ResonantFrequency)。

　　圖3 LLC 諧振工作特性。

　　從圖3 中可以看到，在整個頻率圍內(nèi)，既有降壓的工作區(qū)域(M 《 1) ，也有升壓的工作區(qū)域( M 》1) ，此LLC 諧振有著較大的應用范圍。 在輕負載時，工作頻率逐漸升高， 工作在降壓區(qū)域內(nèi); 而在重負載時， 工作頻率逐漸降低， 工作在升壓區(qū)域內(nèi)。 由圖3 可知， 串聯(lián)諧振的工作區(qū)域應該為f s / f r 》 1 ，才能工作在ZVS 的狀態(tài)。 在不同負載下，為獲得ZVS 的工作條件， 只要使之工作在f s / f r 》 1的右側即可。 而LLC 諧振不僅僅局限于f s / f r 》 1 的區(qū)域， 在某些負載下可以工作在f s / f r 《 1區(qū)域。 同樣可以獲得零電壓轉換的工作狀況。 并且與串聯(lián)諧振相比，在不同負載時的頻率變化范圍更小。

　　1. 3 LLC 諧振變換器的時序分析

　　LLC 諧振變換器由兩個主開關管Q1 和Q2 構成，其驅動信號是占空比固定為0. 5 的互補驅動信號。 為了保證原邊功率MOS 管的ZVS ， 副邊二極管的ZCS(Zero Current Switch) 都可以實現(xiàn)，工作頻率在f 2 《 f ≤f 1 時， 其工作波形圖如圖4 所示。 從圖中可以看出LLC 變換器工作在半個周期內(nèi)可以分為三個工作模式。

　　模式1 (t0 - t1)：兩個開關管(Q1 、Q2 ) 都截止，Q1 的反向二級管導通續(xù)流， Lr 上的電流逐漸減小，變壓器產(chǎn)生感生電流，向負載供電。 反向二極管的導通將Q1兩端的電壓鉗位在零。

　　模式2 (t1 - t2)：Lr 上的電流在t1 時刻減小到零，Q1 在此時刻導通， Lr 上的電流反向增大， 達到峰值后減小。 Lm 上的電流先減小，然后反向增加。

　　可以看出，t1 時刻由于Q1 的反向二極管的鉗位作用，Q1 的導通電壓為零。 此階段只有Lr 和Cr 進行諧振。

　　圖4 工作時序波形圖

　　模式3 (t2 - t3)：Lm 上的電流在t2 時刻與Lr上的電流相等，此時流過變壓器的電流為零，負載與變壓器被隔離開。Q1 在此時刻關斷，Q2的反向二極管導通續(xù)流。 此階段Lm 也加入到諧振部分， 與Lr 和Cr 串聯(lián)組成諧振回路。

　　在下半個周期中， 電路的工作與上半個周期剛剛相似，只是方向相反。整個周期的電路工作波形：在上半個周期中，開關管Q1 為零電壓導通， 而Q1 在t3 時刻的關斷電流im 很小; 在下半個周期中，開關管Q2 為零電壓導通，而Q2 在t6 時刻的關斷電流im 很小，所以Q1 、Q2 工作時的開關損耗很小。

　　2 充電器硬件設計

　　經(jīng)過上面的分析，設計中采用電流、電壓負反饋的方法來達到恒流、恒壓充電的目的，充電器硬件原理框圖如圖5 所示。

　　圖5 充電器的硬件原理框圖

　　交流電經(jīng)過濾波整流后，流向NCP1653，由其提供PFC(Power Factor Correction) 操作，NCP1653是一款連續(xù)導通型(CCM) 的功率因數(shù)校正( PFC) 升壓式的上升控制電路， 它的外圍元器件數(shù)量很少，有效地減少了升壓電感的體積， 減小了功率MOS管的電流應力，從而降低了成本，且極大地簡化了CCM 型的PFC 的操作，它還集成了高可靠的保護功能。 NCP1396 電路為整個硬件電路提供保護(包括有反饋環(huán)路失效偵測、快速與低速事件輸入，以及可以避免在低輸入電壓下工作的電源電壓過低偵測等) ，NCP1396 的獨特架構包括一個500 kHz 的壓控振蕩器，由于在諧振電路結構中避開諧振尖峰相當重要，因此為了將轉換器安排在正確的工作區(qū)，NCP1396 內(nèi)置了可調(diào)整且精確的最低開關頻率，通過專有高電壓技術支持。 應用S3F84K4 單片機實現(xiàn)智能充電器控制。