測試電源的輸入瞬變和負載瞬變

電源的輸入瞬變和負載瞬變的指標是表示電源對供電電源和負載電流突變的響應能力。通過了解發(fā)生瞬變時電源的響應，可以觀察到輸出過沖或振蕩的趨勢。輸入瞬變和負載瞬變分別是指電源電壓和負載電流的階躍變化對電源輸出的干擾。電源的輸出響應反映出電源對于因輸入和負載躍變而產(chǎn)生的各種頻率諧波的衰減能力。

產(chǎn)生輸入瞬變和負載瞬變
除了產(chǎn)生人為干擾外， 測試裝置還必須能夠很好地模擬電源的實際工作環(huán)境。為了使電源輸出超出穩(wěn)壓范圍，從而得到控制器的最大響應，就需要產(chǎn)生比控制器的響應時間更快的輸入階躍和負載電流階躍，也就是說，開關轉(zhuǎn)換器的階躍變換必須發(fā)生在半個開關周期內(nèi)。因此要在電路板設計和元件選擇上特別注意，因為測試電路的寄生電感、電容和電阻的大小直接決定了電源和電流階躍的上升時間和幅度。

輸入瞬變
快速的輸入瞬變可以通過兩個導通電阻低的NMOSFET在兩個直流電壓源間切換產(chǎn)生，如圖1所示。 在A、B時間段， Q1和Q2分別導通，將電源分別與5V和3V電壓源相連。為了確保MOSFET完全導通，Q1和Q2的柵極電壓必須高于源-漏電壓。 盡管這需要較高的電壓輸入， 但對于5V和更低的電源系統(tǒng)， 利用函數(shù)發(fā)生器或者MOSFET 驅(qū)動器(如MAX4428)很容易提供足夠的電壓。

寄生效應
寄生電感、電容、電阻使電路無法產(chǎn)生干凈的階躍函數(shù)波形， 為了能讓大電流流過，必須盡量減少寄生效應。 否則，電路的大電容和低串聯(lián)電阻，加上MOSFET和電源輸入間的結電感和結電容，將會產(chǎn)生非阻尼的階躍響應(諧振)， 繼而導致振蕩。
如果電路板設計需要CIN和電源的輸入直接相連(輸入旁路電容和電源輸入之間存在MOSFET會導致電路不能正常工作)， 那么輸入電壓的階躍必然也會強加在CIN上。 為了在苩時間內(nèi)有芕STEP的電壓變化， 電容CIN必須流過的電流。 旁路電容(CBP)必須是低RESR的陶瓷電容，并且遠大于CIN。 這樣能盡量減少RESR上的電壓降，在要求的時間內(nèi)提供給CIN需要的充電電流。
盡管有陶瓷旁路電容，但電容的串聯(lián)電感(LESL)， 以及CIN和CBP之間的電感LS會對快速的上升時間和大電流的產(chǎn)生有抑制作用。 幾個nH的電感會限制電流的上升時間， 進而限制在CIN產(chǎn)生階躍電壓。 太大的寄生電感還會導致過沖或振蕩， 從而會使輸入瞬變不是一個干凈的階躍函數(shù)。
可以通過連接并聯(lián)的小陶瓷電容來降低寄生電阻和電感。 這種方法通過將多個電容的RESR和LESL并聯(lián)降低總的等效阻抗。 也可以采用無引線電容和多層陶瓷芯片電容(MLCC)來降低電感。 旁路電容和MOSFET漏端之間的連線上也會產(chǎn)生阻抗。加寬和縮短旁路電容到MOSFET漏極的連線可以有效降低相應的阻抗。
在選擇Q1 和 Q2時，考慮的主要參數(shù)包括導通電阻(RDS_ON)、封裝尺寸和柵電容。高的RDS_ON值會限止流過CIN的電流，并會因為開關電源轉(zhuǎn)換時產(chǎn)生的脈沖電流導致過量的電壓振蕩。由于RDS_ON是電源充放電路徑上最主要的電阻來源，因此必須降低它的數(shù)值。
MOSFET的等效串聯(lián)電感，包括源-漏電感和內(nèi)部壓焊導線和引線帶來的電感。小的封裝結構由于壓焊導線和引線較短，引入的電感相對較小。例如，同樣的MOSFET芯片，采用D2Pak 封裝時總共有10nH 的串接電感，而采用SO8封裝時只有3.2nH。
具有低導通電阻的MOSFET通常有較高的柵電容(CGS)，有時需要采用MOSFET驅(qū)動器，以便快速地對CGS充放電。 類似MAX4428這樣的驅(qū)動器由于能夠驅(qū)動幾個nF的柵電容，因而很適合這種應用。將驅(qū)動器和MOSFET柵極之間的連線縮短、增寬可以減小電容和電阻。
當電容充放電路徑上的電感和電阻最小化以后，可以將MOSFET連接在電壓源的旁路電容和電源的輸入電容之間，或直接連到電源輸入。 后一種情況中，電壓源的旁路電容也當作電源的輸入電容。 在這兩種情況下，都要盡量減小MOSFET到CIN之間或MOSFET到電源輸入之間連線的長度，以減小PCB板上的寄生電感和電阻。

負載瞬變
產(chǎn)生負載瞬變階躍函數(shù)的最好方法是在電源輸出端用一個NMOSFET在兩個不同的負載電阻之間切換。 對于大輸出電流， MOSFET本身可以作為負載元件，如圖2所示。MOSFET的漏極與電源的輸出端相連，源極通過一個電流檢測電阻與地相連。 只要MOSFET不工作在飽和區(qū)，就可以通過調(diào)整VGS來改變RDS_ON， 進而改變負載電流。
為了避免在電流測量回路中引入額外的電感，必須使用低電感的電流檢測電阻。太大的電感值會影響輸出電流的上升時間， 在源漏電容CDS和連線的寄生電感LPARA之間產(chǎn)生振蕩。 在這種結構中，檢測電阻也是負載的一部分。
MOSFET必須直接連在輸出電容COUT的兩端。 小尺寸的封裝或者并聯(lián)MOSFET能夠進一步減少寄生電感LPARA。為了得到快速干凈的切換信號，應該盡量縮短和加寬MOSFET的柵極和脈沖發(fā)生器(或MOSFET驅(qū)動器)之間的連線，以減小連線電感和電阻(RG和LG)。
對于RLOAD >> RDS_ON的情況，須將MOSFET連接在地和負載電阻RA之間，另外需將另一個負載電阻RB和MOSFET并聯(lián)，如圖2中粗線所示。MOSFET導通時，負載電阻為RA；關斷時，負載電阻為RA+RB。 對于后一情況，應該盡量縮短RA 和 RB之間的連線以降低寄生參數(shù)。 另外，盡量不要使用會產(chǎn)生額外電感的線繞電阻，建議選用功率型金屬薄膜電阻。

環(huán)路增益衰減
無反饋的降壓轉(zhuǎn)換器的簡化圖如圖3A所示。輸入瞬變和負載瞬變分別由ILOAD(s) 和 VIN(s)表示。它們對輸出產(chǎn)生的擾動為

。
其中GVIN(s)是控制器的電源濾波增益，表示從輸入到輸出的小信號增益：
，
其中D是控制器的占空比，L、COUT和 RLOAD 如圖3B所示。
降壓轉(zhuǎn)換器的輸出阻抗ZOUT(s)為：

，
其中RLOAD是控制器的直流工作負載。
如果沒有反饋的話，輸入電壓或者負載電流的擾動會直接傳遞到輸出電壓。例如，一個降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓為12V，占空比為50%，輸出電壓為6V。因此，2V輸入電壓的變化會引起輸出電壓1V的變化。如果引入反饋，輸出就會被調(diào)整到一個參考電壓值VREF，如圖3A的粗線部分所示。這時，輸入和負載擾動產(chǎn)生的增益為

上式描述了閉環(huán)增益的情況，由于引入反饋，外界擾動對輸出的干擾減少了倍。
上式中，GFB是反饋增益，GC(s)是控制器增益，包括電源濾波器和誤差放大器的增益以及控制回路中其他的增益成份。GFB