數(shù)字功率放大器

前言
現(xiàn)代高保真立體聲系統(tǒng)都采用數(shù)字信號音源：諸如激光唱片（CD）、數(shù)字錄音帶（DAT）、數(shù)字音頻廣播（DAB）等。數(shù)字語音和樂音信號通常是脈沖編碼調制的，具有12位，16位或更高的分辨率，取樣頻率分別為32KHz（DAB）；44.1KHz（CD）;或48KHz（DAT）。對這些數(shù)字信號，傳統(tǒng)的方法是將它送到D/A變換器變換成模擬信號，經低通濾波后再送至模擬功率放大器來驅動系統(tǒng)的揚聲器。
數(shù)字信號在存儲、傳輸和處理方面的優(yōu)點是眾所周知的，數(shù)字系統(tǒng)的保真度、可靠性和經濟性大大超過了模擬系統(tǒng)。因此，在信號鏈最后一環(huán)，即功率放大級，采用數(shù)字技術也是順理成章的。一個顯而易見的數(shù)字功放方案可以采用脈寬調制（PWM）技術，其簡化的方框圖如圖1所示。一個低功率音頻信號（該信號可以是模擬的也可以是數(shù)字的），送入脈寬調制器，它產生一個二進制PWM波形，對它進行功率放大，放大后的PWM信號再加到PWM解調器（通常是一個低通濾波器），最終得到一個功率音頻信號。這類功率放大器也稱為D類放大器。
PWM放大器最重要特性是簡化了功率放大過程。就二進脈沖信號放大而言，功率放大過程簡化為高功率DC電壓源和由低功率PWM信號控制的開關電路，如圖2所示。圖中LC低通濾波器取代了PWM解調器；電阻RL是負載電阻，就是揚聲器。在實際電路中，開關用兩個快速功率MOSFET構成，為了避免在準靜態(tài)工作時負載上產生直流偏移，可以采用橋式結構。
與A/AB/B類放大器相比，D類放大器最大的優(yōu)點是其理想效率可達100%。對開關工作的晶體管，開啟時開關上的電壓為0；關閉時開關中的電流為0，因其功耗接近于0。這樣，D類放大器能提供體積小，成本低的高功率放大器。此外，D類放大器不存在交叉畸變，交叉畸變在B類放大器中最為明顯。
模擬PWM與數(shù)字PWM
脈寬調制的對象可以是模擬信號，也可以是數(shù)字PCM信號。兩者的調制過程是相同的，輸出的脈沖列也是類似的，但兩者變換后的頻譜是有本質上差別的，這也直接導致信號處理的差異，下面對這兩種信號作簡單的分析。
脈沖下降邊自然PWM（NPWM）是一種經典的PWM電路，它由鋸齒電壓發(fā)生器和電壓比較器構成，如圖3。對模擬輸入信號，鋸齒波的固定頻率應大于輸入信號最高可能的頻率，它直接確定了PWM信號的脈沖速率。輸入信號和輸出波形的定時關系示于圖4（G）。為了深入了解音頻信號在PWM后的性質，通常采用頻譜分析法。對單頻正弦波信號，下降邊NPWM頻譜由輸入頻率，載波和它的各次諧波，輸入信號與載波及各次諧波的和頻和差頻組成。它的特點是，輸入頻率沒有諧波，但輸入與載波的調制積會向輸入頻率方向回落，這一點是非常重要的。為了不使調制積影響音頻基帶，載波頻率應大大高于輸入信號的最高可能頻率。在實際PWM設計中，音頻基帶覆蓋了DC至20KHz的整個頻帶，PWM載波通常在200KHz至300KHz之間。
與上述模擬PWM相似，我們也可以直接將均勻取樣PCM信號變換為數(shù)字PWM信號，然后進行功率放大。PCM至PWM變換稱為數(shù)字PWM。數(shù)字PWM不同于PCM信號用D/A變換器變換成模擬信號，再用上面已介紹的方法將模擬信號變換成PWM信號。
一個數(shù)字PWM是將幅度取樣脈沖直接變換成與取樣幅度成正比的脈沖列。倘若仍采用下降低NPWM電路，通常稱為均勻取樣PWM（UPWM），其取樣定時圖如圖4（b）所示。它的頻譜同樣包含輸入頻率，載波和各次諧波，以及兩者的調制積。但存在一個明顯的區(qū)別，即它的基頻帶中含有輸入頻率的諧波，且其幅度隨調制率和載波頻率而增加。
數(shù)字PWM線性化技術
頻譜分析表明，均勻取樣PCM信號直接變換成PWM數(shù)據會導致音頻基帶中的高次諧波成分，造成失真，無法在高保真系統(tǒng)中應用。因此，在PCM數(shù)據送入PCM至PWM變換器之前應先進行預處理，以補償其非線性。在各種線性化方案中，偽NPWM法和動態(tài)濾波法尤為常見。下面扼要介紹這兩種方案的出發(fā)點和基本工作原理。
偽NPWM（PNPWM）法是在均勻取樣PCM數(shù)據上來摹仿模擬NPWM過程。上面分析表明，模擬NPWM信號在基帶內是不存在諧波成分的，而數(shù)字UPWM信號卻存在諧波成分，試比較圖5上兩者的取樣波形，鋸齒波與均勻取樣PCM信號的交叉點和鋸齒波與原始模擬信號的交叉點確實存在著差別。這意味著，為了補償非線性，必須在特定PWM脈沖時間間隔內重構模擬信號。全構模擬輸入波形的正確分析表達式應是由無數(shù)個成比例和時延的正弦函數(shù)組成，取樣鋸齒波則可描述為一個一階方程，于是重構模擬信號與鋸齒波的交叉點需求解這兩個相應的聯(lián)立方程。當然，一種更為實用的方法是用n階多項式來近似模擬輸入波形，每個間隔內的多項式可利用n+1個PCM數(shù)據間隔兩邊的邊界條件來重構。近似多項式的階數(shù)越高，其誤差越小。為了避免使用高階方程分析解法，可采用諸如Newton-Raphson等數(shù)值算法。
PNPWM法是在基帶中更正諧波成分的十分有效手段，但NPWM固有的調制積的和頻與差頻會落入基帶這一基本事實是無法消除的，因而PNPWM仍需采用高載波頻率，至少是4倍于音頻取樣速率。
第二種方案是動態(tài)濾波法。為了更好理解這一方法，首先應對數(shù)字PWM固有的非線性作更深入的分析，著眼點是對PCM和PWM兩種脈沖信號進行比較，這兩種信號都是脈沖列，都用低通濾波器解調，前者沒有非線性，后者卻存在非線性，這說明兩種脈沖信號存在著內在的差異。矩形脈沖的Fourier變換為:
f(t)=rect( t/T)     F(t)=Tsin(tT)
參見圖6，十分顯然，PCM脈沖的寬度是恒定的，其傳輸函數(shù)也是恒定的，只是幅度在按比例變化；而PWM卻不同，它在每個時間間隔內的寬度是不同的，具有各自相對于幅度比和頻率比的Fourier變換，或者說傳輸函數(shù)是隨時間變化的，因而PWM系統(tǒng)可以看成是帶時變傳輸函數(shù)的PCM系統(tǒng)。為了線性化PWM系統(tǒng)，需用均衡濾波器來補償與取樣有關的變化。這種隨取樣而改變的濾波器稱為動態(tài)濾波器，它最終使總傳輸函數(shù)至少在基帶內是恒定的。
在實際使用時，例如每個取樣具有自己的4階FIR均衡濾波器，它的幅度響應近似為PWM取樣頻譜的倒數(shù)，從而使兩者乘積在基帶內恒定。需要注意的是，每個特定的4階FIR濾波器存在色散效應，即會影響取樣前、后2個取樣的響應，改變它們相對應的均衡濾波器輸出。此外，取樣基均衡法還依賴于確定迭代過程的收斂性。最后還要指出，根據模擬的結果，動態(tài)濾波法也要適度的過采樣，4倍過取樣會取得良好的結果。
幾種實用數(shù)字功放集成電路
數(shù)字功放是一種新型器件，IC廠商自然不會放過這一商機，相繼推出了各具特色的數(shù)字功放產品。下面簡要地介紹一些有代表性的器件。
TA2022是Tripath生產的模擬輸入立體聲集成化調制器和輸出級。它的與眾不同之處在于，其調制器采用擴頻開關模式，而不是固定的頻率，因此公司稱為“T類”放大器。該器件在