音頻功放芯片中AB類(lèi)輸出運(yùn)放的設(shè)計(jì)

　　1 引 言

　　眾所周知，AB類(lèi)音頻功放具有比A類(lèi)更高的效率(一般在50%左右)，比B類(lèi)更低的交越失真[1]，廣泛應(yīng)用于各種手機(jī)和MP3等便攜式設(shè)備中，是現(xiàn)在音頻功放市場(chǎng)上的主體力量。

　　輸出運(yùn)放是音頻功放芯片的核心部分，占其絕大部分版圖面積，他的性能和集成度直接影響到整個(gè)音頻功放芯片的各性能參數(shù)及其面積大小。

　　近年來(lái)，隨著移動(dòng)電話(huà)，PDA，MP3，MP4等便攜式設(shè)備的廣泛應(yīng)用和不斷發(fā)展，對(duì)音頻功放芯片的要求也越來(lái)越高。高性能，低功耗和高集成度是其發(fā)展的方向。而這也是對(duì)其中的輸出運(yùn)算放大器模塊提出的要求。

　　本文在N阱CM()S工藝的基礎(chǔ)上，采用0.6 μm DP-DM工藝，設(shè)計(jì)了一個(gè)較小靜態(tài)功耗，小輸入失調(diào)電壓，高增益，高共模抑制比和電源抑制比，大輸出擺幅，較高帶寬，以及THD很小的輸出功率運(yùn)算放大器，可適用于大部分AB類(lèi)音頻功放芯片。

　　2 電路設(shè)計(jì)

　　整個(gè)電路分為兩級(jí)，前一級(jí)是差分輸入電路，后一級(jí)是功率管推挽式輸出。

　　2.1 運(yùn)放結(jié)構(gòu)的選擇

　　對(duì)于輸出功率運(yùn)算放大器，設(shè)計(jì)重點(diǎn)是前一級(jí)的差分輸入電路，希望其擁有盡可能高的開(kāi)環(huán)增益和單位增益頻率，同時(shí)還要考慮速度、共模抑制比、電源抑制比、功耗等方面性能的限制。

　　共源共柵結(jié)構(gòu)的差分電路具有很高的電壓增益，與簡(jiǎn)單結(jié)構(gòu)的兩級(jí)運(yùn)放相當(dāng)，而且具有更好的頻率特性。在文獻(xiàn)[2]中比較了3種不同結(jié)構(gòu)的差分電路。現(xiàn)在比較常見(jiàn)的共源共柵結(jié)構(gòu)有套筒式和折疊式2種，如圖1所示。圖1(a)是套筒式共源共柵差分運(yùn)放，他的優(yōu)點(diǎn)是頻率特性好，功耗小[2]。缺點(diǎn)是支路上"層疊"的管子太多，造成較小的輸入共模電平范圍和輸出擺幅，不適合在低壓下工作。圖1(b)是折疊式共源共柵差分運(yùn)放，他的頻率特性與套筒式相當(dāng)[2]。相對(duì)套筒式，主要優(yōu)點(diǎn)在于具有更大的輸入共模電平范圍，因?yàn)樗谳斎牍苌隙瞬⒉?quot;層疊"一個(gè)共源共柵管，以及更大輸出擺幅。缺點(diǎn)在于輸入對(duì)管要求外加偏置電流，消耗了更大的功率。

　　從應(yīng)用角度考慮，以上2種電壓增益和頻率特性相當(dāng) 的運(yùn)放結(jié)構(gòu)中，套筒式結(jié)構(gòu)要求較高的供電電壓，以及在 輸入共模電平范圍方面的局限，使他不適合應(yīng)用于功放的 輸入級(jí)電路。盡管折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)有更大的功耗，他 更適合于這里的設(shè)計(jì)要求。而他要求的最低供電電壓也 在可接受范圍之內(nèi)。

　　2.2偏置電路

　　偏置電路采用的低壓共源共柵電流鏡結(jié)構(gòu)，不僅具有普通共源共柵電流鏡對(duì)電流進(jìn)行精確復(fù)制的優(yōu)點(diǎn)，而且能比普通共源共柵電流鏡在更低電源電壓下工作。[3]。如圖2所示。

　　這種結(jié)構(gòu)的共源共柵電流鏡M3一M4消耗的最小電壓余度為他們的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓之和，而且可以精確地鏡像Iref。偏置電壓Vb的輸入范圍是：

　　2.3 整體電路

　　在圖3的運(yùn)放的整體電路中，圖3(a)是運(yùn)放的主體，包括差分輸入電路和功率管Mp，Mn組成的推挽式輸出級(jí)，圖3(b)是他的偏置電路，提供Vb1～Vb8的偏置電壓。

　　差分輸入電路為折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，圖中，M1，M2為輸入對(duì)管，分別為"+"，"+"輸入端，M3，M4是低壓共源共柵電流鏡的鏡像部分，提供尾電流源。與圖1(b)相比，惟一不同在差分電路的輸出端，即M8，M13之間插入了M9，M10和M15，M16四個(gè)管子，把單端輸出變成了雙端，控制兩個(gè)功率管Mp，Mn的柵極電壓，使在零差分輸入時(shí)Vgsp略小于Vthp，Vgsn略小于Vthn，Mp，Mn都工作在亞閾值區(qū)域，有一定的電流流過(guò)。這是AB類(lèi)功放的基本特點(diǎn)，盡可能地消除交越失真。為了提供大的輸出電流，他們的寬長(zhǎng)比很大(版圖上采用很多相同的管子并聯(lián)，而P管并聯(lián)的個(gè)數(shù)約為N管的3倍，以便使一個(gè)周期內(nèi)流過(guò)負(fù)載的電流相等)。

　　在差分輸人時(shí)，當(dāng)"+"端輸入較高電平時(shí)，M2支路電流迅速減小，流過(guò)M5和M7支路的電流保持相等，所以流過(guò)M14的電流小于流過(guò)M12的電流，強(qiáng)制M14工作在線(xiàn)性區(qū)，Y點(diǎn)電壓很低，M13為了保持支路電流不變，進(jìn)入深線(xiàn)性區(qū)，VB急劇下降。同時(shí)，M16，M15支路電流增大，M10，M9支路電流減小，導(dǎo)致VA下降。最終，VB降到很低，VA跟隨VB降低，M10，M9截止，M16，M15進(jìn)人線(xiàn)性區(qū)。這時(shí)，Mn截止，Mp導(dǎo)通。同理，當(dāng)"-"端輸人較高電平時(shí)，Mn導(dǎo)通，Mp截止。輸出電壓擺幅為：

　　運(yùn)放的低頻電壓增益可以這樣來(lái)粗略計(jì)算：

　　AV1是第一級(jí)差分電路的增益。M9，M10和M15，M16對(duì)增益影響不大，可忽略其作用，于是：

　　AV2是第二級(jí)推挽式輸出級(jí)的增益：

　　其中調(diào)節(jié)輸出功率管的寬長(zhǎng)比，使Mp約為Mn的3倍，致使上式成立。

　　對(duì)于這樣的多極點(diǎn)兩級(jí)運(yùn)放來(lái)說(shuō)，在輸出端電阻和電容串聯(lián)做米勒補(bǔ)償，以增大相位裕度，提高穩(wěn)定性。通過(guò)頻率補(bǔ)償，兩個(gè)主極點(diǎn)分別為[1]：

　　其中，RA是從A(或B)點(diǎn)到地的總阻抗，CA是A(或B)點(diǎn)到地的總寄生電容，Cι是輸出端的總電容。

　　p1離原點(diǎn)最近，是A點(diǎn)產(chǎn)生的極點(diǎn);p2是輸出端的極點(diǎn)，離原點(diǎn)較遠(yuǎn)。同時(shí)由于電阻和電容形成了通路，產(chǎn)生一個(gè)零點(diǎn)[1]：

　　適當(dāng)調(diào)節(jié)R，使Z=p2，與第二主極點(diǎn)抵消，增加了帶寬。

　　2.4 工作環(huán)境

　　采用單電源供電，在閉環(huán)狀態(tài)下工作。基準(zhǔn)電壓為VDD/2。如圖4所示。閉環(huán)傳輸函數(shù)為：

　　3 仿真結(jié)果

　　仿真性能參數(shù)如表1所示。

　　圖5和表1是仿真結(jié)果，都是在開(kāi)環(huán)、無(wú)負(fù)載情況下測(cè)得。仿真工具是Cadence Spectre，用了0.6 μm的N阱CMOS工藝模型，模擬環(huán)境是VDD=5 V，T=27℃，典型條件。以上結(jié)果顯示了單位增益帶寬GB為7.941 MHz，相位裕度為74.60，頻率特性較好;失調(diào)電壓非常小，為38.92μV;有較高的電壓增益，共模抑制比和電源抑制比;另外當(dāng)輸入幅度為1 V，頻率為1 kHz的正弦波時(shí)，輸出THD很小，為0.004%。

　　4 結(jié) 語(yǔ)

　　本文設(shè)計(jì)的AB類(lèi)輸出功率放大器電路，采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，功率管推挽式輸出，同時(shí)利用外部電流源供電，采用低壓共源共柵電流鏡結(jié)構(gòu)的偏置電路。仿真結(jié)構(gòu)表明該運(yùn)放具有高增益，低輸入失調(diào)電壓，低THD等特點(diǎn)，同時(shí)具有良好的頻率特性，較低的靜態(tài)功耗，滿(mǎn)足一塊高性能的AB類(lèi)音頻功放芯片的要求。可以看出，設(shè)計(jì)幾乎是令人滿(mǎn)意的，微小的調(diào)節(jié)還可以通過(guò)改變W/L比使各管子工作在最穩(wěn)定的工作區(qū)域。