變頻空調中基于UCC3818的APFC電路設計

引言
變頻空調中，其AC/DC變換大都采用二極管整流和大容量電容器組成的整流濾波單元與供電電網直接相連。其功率因數一般為0.7左右，同時輸入電流諧波大，特別是奇次諧波尤為突出。本文基于升壓拓撲電路結構，以UCC3818為PFC控制核心，介紹了如何計算及設置其控制參數，并將該電路應用于變頻空調中去實現其功率因數校正，使各次諧波電流含量均滿足CCC認證標準。

PFC的基本原理及控制方法
實現PFC可以采用無源和有源兩種控制方式。無源控制方式由電感和電容構成，特點是簡單、易實現，但很難實現高功率因數，所以應用在系統(tǒng)功率較小或對功率因數要求不太嚴格的場合；而有源控制方式很容易實現近似為1的功率因數，所以應用在系統(tǒng)功率較大和對功率因數要求很高的場合。有源功率因數校正(APFC)與其它轉換式電源一樣，是通過脈寬調制來實現的。
單相APFC電路可以采用多種拓撲結構實現，如升壓、降壓等。升壓電路結構簡單，控制器容易實現；且輸入電流連續(xù)，傳導噪聲較小。因此通常采用升壓拓撲結構構建單相APFC。其結構通常是在橋式整流之后增加一個升壓電路，如圖1所示。通過功率開關元件的開關作用，使輸入的電流變成與電網電壓幾乎完全同相的正弦波，電流畸變率降到5％以下，功率因數提高到0.99或更高。根據APFC電路輸入檢測和控制方式的不同，用升壓變換器構成的APFC電路可分成：電感電流不連續(xù)模式(DCM)工作和電感電流連續(xù)模式(CCM)工作兩大類。在CCM模式下常用的控制方法有三種，即峰值電流型控制、滯環(huán)電流型控制和平均電流型控制。
平均電流型控制以整流器輸出電壓和電壓環(huán)的誤差放大電器輸出電壓為電流內環(huán)的基準輸入，反饋輸入電流信號可通過回路中的取樣電阻直接檢測，與電流基準信號運算后，其高頻分量在電流誤差放大環(huán)節(jié)被平均化處理。放大的平均電流誤差與一定振幅的鋸齒波比較后，決定了功率開關驅動信號的占空比。于是，電流環(huán)調整輸入電流的平均值，使與整流器輸入電壓同相位，并且為正弦波。電壓環(huán)的控制使升壓電路的輸出電壓恒定，對后級起到預穩(wěn)壓的作用。在平均電流型控制模式下，工頻輸入電流的瞬時值是高頻電流的平均值。由于電流誤差放大器的存在，電感電流峰值和平均值的誤差很小，這個平均值和輸入電壓的關系是線性的，因此容易獲得良好的諧波抑制效果。而且，由于誤差電壓是和一個較大振幅的鋸齒波相比較，提高了系統(tǒng)的噪聲容限。即使在極低的負載時，電路工作在DCM模式，電流誤差放大器較高的增益也能使占空比在大范圍內變化，保持電感平均電流和輸入電源電壓的線性對應關系。

電路設計實例及過程
本文中，技術指標為輸入電壓Vin=220±20%VAC，輸出電壓Vo=355VDC，輸入電壓頻率43~65Hz，輸出功率PO=2kW，開關頻率fs=40kHz。控制芯片為TI公司采用BiCMOS半導體工藝的UCC3818。
UCC3818是APFC專用控制電路。該控制器采用平均電流型控制，控制精度高，開關噪聲低。當APFC電路輸入電壓在85~265V之間變化時，輸出電壓還可以保持穩(wěn)定，因此也可作為AC/DC穩(wěn)壓電源。此外，由于UCC3818采用推挽輸出級，輸出電流可達1A，因此輸出的PWM脈沖可直接驅動功率MOSFET。
開關頻率的選擇
開關頻率高可以減小功率電路的體積和重量，并使系統(tǒng)動態(tài)響應加快，減小電流的失真與畸變。另一方面，在開關高頻率工作的同時，由于開關管和二極管工作在硬開關狀態(tài)，頻率越高損耗越大，電路的效率就越低。且隨著頻率的提高，有些器件已經不能看作是集總參數元件，必須看作分布參數器件，作為電路的假設條件已經不能滿足，電路問題轉換為電磁場問題，甚至在某些頻段出現不需要的振蕩，從這種角度考慮，選擇的頻率要低一些。在大多數情況下，開關頻率選擇在20~300kHz之間，都是可行的折中范圍。綜合考慮上述因素，變換器的開關頻率選為40kHz。UCC3818芯片的工作頻率由式(1)確定：
        (1)
在此，振蕩電阻RT=10kW，振蕩電容CT=1500pF。
電感的選取
第一，PFC電路的輸入電流含有大量的高頻紋波電流。輸入電流的紋波過高會增加輸入濾波器的負擔。第二，由于高頻紋波電流疊加在電感電流上，所以功率器件的容量是峰值電感電流加上二分之一的紋波電流峰峰值。第三，過小的電感值容易使PFC電路電感電流在不連續(xù)狀態(tài)下工作?？紤]上面三個原因，首先計算在最低輸入電壓峰值時的最大占空比為：
 (2)
取變換器效率h為0.9，則最大輸入峰值線電流為：
    (3)
取紋波系數為0.2，則電感上的紋波電流為：
       (4)
所以，電感的取值應該滿足
(5)
實際電感取值為在0.6mH。
電容的選取
選擇輸出電容器的時候應考慮下列因素：開關頻率的紋波電流、二次諧波電流、輸出直流電壓、輸出紋波電壓和斷電保持時間等。
電容的容量有兩個選取原則，一是最小紋波原則，二是最長保持時間原則。
最長保持時間原則是指斷電保持時間，典型的截止時間一般取苩=15~20毫秒。選取的電容要滿足：
       (6)
其中，VO(min)為下一級負載允許的最低輸入電壓。采用這個原則求得的電容值要比依據上一個最小紋波原則的電容大得多。對功率因數校正裝置來說，電容的選取一般按輸出功率的大小，每瓦約需0.5~2mF。因此根據上述要求所選電容容量為2400mF，額定電壓為400VDC。
功率開關管和二極管的選擇
開關元件所承受的最大電壓為輸出電壓，即355V，開關所承受的輸出電流為線路的最大峰值電流。
              (7)
由上式算出開關管的最大電流近似為20A。根據開關對電壓和電流的要求，所選擇的定額必須有適當的裕量，并考慮在較高溫度下的使用，因此選擇MOSFET作為電路的主開關元件，其型號為IRFPS37N50K。升壓二極管選用Fairchild公司的RURG3060，這是30A/600V的超快恢復二極管，它的反向恢復時間為60ns。另外，啟動時為了保護升壓電感，并聯(lián)旁路二極管20ETS08以保護電感。
軟啟動電路
UCC3818具有軟啟動的功能，即脈寬調節(jié)器的輸出脈寬從零開始逐漸增至最大值，以減小啟動時輸出電壓過沖。通過在芯片的軟啟動端接入電容實現。軟啟動時間為：
          (8)
本文中軟啟動電容為1mF。
電流檢測電阻選擇
電流檢測方法有兩種：電阻檢測和電流互感器檢測。采用電阻檢測的方法，取樣電阻為20mW/8W，實際應用時選擇5個0.1W電阻并聯(lián)。
乘法器的設置
乘法器的輸出作為電流環(huán)調節(jié)器的輸入，控制輸入電流以得到高的功率因數。其輸出表達式：
(9)
式中，K為1，IMOUT為乘法器輸出信號，IIAC為電流信號輸入，VVAOUT為電壓誤差放大器輸出信號，VVFF為前饋電壓信號。
前饋電壓VVFF
VVFF端電阻和電容構成低通濾波器，其電阻可由下式求得：
  (10)
式中，RIAC為乘法器輸入電流端電阻。RVFF=30.1kW，電容為2.2mF。
乘法器的輸入電流信號
乘法器的輸入電流信號來自通過RIAC的電壓信號。因為芯片IAC引腳最大輸入電流為500mA，所以其阻值為：
         (11)
考慮到1/4W電阻的額定電壓的限制，采用兩個390kW的電阻串連。
控制電路的參數設計
為了使電路穩(wěn)定工作，必須對電流環(huán)路和電壓環(huán)路進行補償，首先是電流環(huán)的設計。