高頻條件下IGBT驅動電路的設計與仿真
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當開通驅動信號加在CD端時，在脈沖的上升沿，電容C1相當短路，通過門極電阻R1和加速電容C1向IGBT柵極提供較大電流，降低驅動脈沖的上升時間，最終IGBT因uGE上升至15V而導通。同時因為NPN三極管Q5的門極通過R2接至低電平，因此處于截止狀態(tài)，對IGBT的導通沒有影響；在脈沖平頂期，此時，IGBT的輸入電容Cies已經(jīng)滿電，此時IGBT的G-E極之間相當于斷開，變壓器次邊VCD保持高電平。當脈沖下降沿到來時，IGBT的輸入電容在這段時間要反向放電，若放電速度太快，會引起極大的關斷尖峰，造成IGBT的損壞；若放電速度太慢又會造成IGBT關斷時間過長，形成較大的拖尾電流，造成關斷損耗增加，降低效率。因此應該適當控制IGBT輸入電容的放電速度。在圖1的實用型驅動電路中，可以通過改變Q5的限流電阻R2和加速電容C1的值來實現(xiàn)Cies適當放電：當C1較大，R2較小時，一方面電容C1中儲存的電量較大，另一方面，三極管Q5基極電流大使得發(fā)射極電流大，因此Cies的放電速度較大；當C1較小，R2較大時，Cies放電速度減小。又因為C1往往大于Cie-s，因此在輸入電容Cies放電結束后，即IGBT關斷后，C1上可能還殘存少量電量，若沒有適當?shù)姆烹娀芈罚@個電容經(jīng)過幾個脈沖周期后充滿電荷，而失去加速作用，所以要求C1在每個周期上升沿到來時，電容上無存儲電荷，因此在IGBT的G-E端并聯(lián)電阻R3，給電容C1提供放電回路。D5為15V穩(wěn)壓管，防止驅動信號失控而造成的IGBT損壞。
3 仿真結果及分析
運用PSpice軟件在脈沖頻率50kHz，占空比為50％，輸入電壓600伏，負載600歐的條件下來對比該實用型驅動電路與普通驅動電路的驅動效果。圖2為仿真波形圖，從波形圖可以看出，在脈沖信號(V(V1))的上升沿普通的驅動信號也快速上升，使得流經(jīng)IGBT集射極電流(圖中間的I(R1))急劇上升，而實用驅動信號有一個可適宜的的斜率，防止因du／dt過大而造成的對IGBT的損害，并能可以通過調節(jié)R1的值來以使集射極電流以一個適宜的斜率上升。在脈沖信號的下降沿，普通驅動的集射極電流拖尾時間長為2．7μs，而采用實用型驅動電路的CE端電流拖尾時間只有1．3，下降時間的減少，有利于減少IGBT集射極二端電流與電壓共同作用時而產(chǎn)生的功耗，能夠較好減少關斷損耗，提高效率。本文引用地址：http://www.ex-cimer.com/article/179257.htm
4 結束語
通過以上分析可知，IGBT的門極驅動條件密切地關系到IGBT的靜態(tài)和動態(tài)性能。門極電路的開通電壓，關斷電壓，開通電壓上升率，關斷電壓下降率對IGBT的通態(tài)電壓、開關速率、開關損耗、承受di／dt電壓等參數(shù)有不同程序的影響。調節(jié)R1可獲得適宜的脈沖前沿上升率，即保證IGBT能在盡量短的時間內導通，又保證不會因為du／dt過大而產(chǎn)生尖峰或對IGBT造成損壞；取適宜C1值，使電容C1即能引收因高頻開關造成的尖峰。又能與R2配合，加快IGBT的關斷，減小平均拖尾電流的大小和拖尾電流存在的時間，上述參數(shù)的大小一般要通過多次試驗來確定，以達到最佳驅動將是。
此驅動電路已經(jīng)在2000W高頻移相軟開關直流電源中得到應用。由于其只采用簡單的分立式元件，不需要專業(yè)芯片，結構簡單，成本低廉。而且可靠性高，因此非常適合小功率的IGBT開關電路，具有很大的應用前景。
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