高速CMOS鐘控比較器的設(shè)計(jì)

　　比較器的最后一級(jí)是輸出緩沖級(jí)(又被稱為后放大器) ，其主要作用是把判斷電路的輸出信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字邏輯電平(0 V或1. 8 V) ，輸出緩沖器的輸入是一對(duì)差分信號(hào)，沒有壓擺率的限制。本文采用自偏置的差分放大器( self2biasing differential am2p lifier)作為輸出緩沖級(jí)，同時(shí)在放大器的輸出端加兩級(jí)反相器，用作附加的增益級(jí)，并實(shí)現(xiàn)負(fù)載電容和自偏置差分放大器之間的隔離。

　　圖3所示是一個(gè)自偏置的差分放大器，它包括兩個(gè)差分放大器，每一個(gè)均作為另一個(gè)的負(fù)載。M15和M16的柵極沒有連接到外部偏置，而是連接到M17和M18的漏級(jí)，形成負(fù)反饋環(huán)路，來實(shí)現(xiàn)差分放大器尾電流的自適應(yīng)。M15和M16工作在線性區(qū)，可以獲得大的輸出電壓擺率，使得輸出電壓直接轉(zhuǎn)換到數(shù)字邏輯電平。當(dāng)M17和M18的柵極電壓增大時(shí)，M17和M18的漏級(jí)電壓下降，并使M15導(dǎo)通，電流增大，這個(gè)電流通過M19流向連接在M19和M20漏極的輸出電容。在這種情況下，M16的電流為零。當(dāng)M17和M18的柵極電壓下降時(shí)，M16導(dǎo)通，那么大電流經(jīng)過輸出電容通過M16泄露。因此，這一結(jié)構(gòu)的電路具有吸入和供出大電流的能力， 且沒有靜態(tài)電流，這個(gè)特性非常適合于高速比較器的應(yīng)用。

圖3　自偏置差分放大器

　　2　電路的優(yōu)化設(shè)計(jì)

　　2. 1　速度優(yōu)化

　　比較器的工作速度與預(yù)運(yùn)放的增益、時(shí)間常數(shù)和判斷級(jí)的時(shí)間常數(shù)有關(guān)。圖4給出了預(yù)運(yùn)放交流小信號(hào)等效電路圖。

　　在該電路中， gm1 = gm2 ， gm3 = gm4 ， gm5 = gm6 ， CA =CB ，由圖可得預(yù)運(yùn)放的傳輸函數(shù)為:

　　從式(2)可以看出，只要gm5小于gm3 ，預(yù)運(yùn)放的極點(diǎn)就在左半S 平面， 系統(tǒng)將是穩(wěn)定的。預(yù)運(yùn)放的直流增益為:

　　從式(4)可看出，由于添加了交叉耦合負(fù)載M3和M4 ，預(yù)運(yùn)放的增益提高了gm3 / ( gm3 gm5 )倍， 只要調(diào)整M3、M4 與M5、M6 的寬長(zhǎng)比， 即調(diào)整gm3與gm5之比，就可方便地調(diào)整預(yù)運(yùn)放的增益提升量。

　　從式( 2) 還可以看出， 預(yù)運(yùn)放的時(shí)間常數(shù)為CA / ( gm 3 gm5 ) ，降低預(yù)運(yùn)放的時(shí)間常數(shù)需要減小預(yù)運(yùn)放輸出端的電容， 同時(shí)合理選擇差分對(duì)管的偏置電流并適當(dāng)提高gm5與gm 3的差。

　圖4　預(yù)運(yùn)放交流小信號(hào)等效電路圖。

　　當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)CLK為低電平時(shí)，判斷級(jí)的等效電路如圖5所示。其中Vi9和Vi10分別為M9 和M10漏極的初始電壓， C9、R9 和C10、R10分別為M9、M10管漏級(jí)到地的電容與電阻，理想情況下M9 和M10完全對(duì)稱， R9 = R10 = R， C9 =C10 =C。

　圖5　( a)判斷級(jí)等效原理圖， ( b)小信號(hào)等效模型。

　　由圖5 ( b)小信號(hào)模型得到比較器傳輸延時(shí)的時(shí)間常數(shù)為:

　　其中τ= RC， Iss為判斷級(jí)的尾電流源(M14 )電流。根據(jù)式(5) ，為了減小時(shí)間常數(shù)提高比較器的速度，一般可以采用最小尺寸的溝道長(zhǎng)度， 此外還可以增大判斷級(jí)的尾電流，但這也會(huì)帶來功耗增加和輸入共模范圍減小等不利因素。