一種基于FPGA的多電平變流器脈沖生成方法

摘要：提出一種基于現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)及不對稱規(guī)則采樣的級聯(lián)H橋型變流器觸發(fā)脈沖的快速生成方法。詳細分析了基于不對稱規(guī)則采樣的載波相移SPWM(CPS-SPWM)觸發(fā)脈沖的快速生成原理。重點介紹了基于FPGA的CPS-SPWM觸發(fā)脈沖快速生成的實現(xiàn)方法。理論分析和實驗結果表明，在既沒有增加采樣頻率，又沒有增加計算量的情況下，相對基于對稱規(guī)則采樣的CPS-SPWM脈沖生成方法，該方法具有較快的生成速度，并可廣泛應用于DSTATCOM等高壓級聯(lián)H橋多電平變流器觸發(fā)脈沖的快速生成。
關鍵詞：變流器；不對稱規(guī)則采樣；脈沖生成

1 引言
CPS-SPWM技術由于具有等效開關頻率高、輸出電壓諧波含量小、信號傳輸帶寬較寬及控制方法簡單等優(yōu)良特性而被廣泛應用在級聯(lián)H橋多電平變流器中。
較典型的SPWM實現(xiàn)方法主要分為兩類：自然采樣法和規(guī)則采樣法，而規(guī)則采樣法通常存在對稱規(guī)則采樣和不對稱規(guī)則采樣兩種方法。文獻提出基于不對稱規(guī)則采樣法的GPS-SPWM實現(xiàn)方法，其結論為：相對于規(guī)則采樣法，采樣點和計算量增加了一倍；但變流器輸出電壓諧波含量卻大為減少，波形的不對稱性也有所改善。
在此闡述了級聯(lián)H橋多電平變流器的CPS-PWM脈沖生成時序。在此基礎上，提出一種應用于級聯(lián)H橋多電平變流器，基于不對稱規(guī)則采樣的CPS-SPWM觸發(fā)脈沖的快速、精確的生成方法。介紹了基于FPGA的級聯(lián)H橋多電平變流器的CPS-PWM觸發(fā)脈沖快速生成的實現(xiàn)方法。

2 CPS-SPWM觸發(fā)脈沖的生成時序
級聯(lián)H橋型多電平變流器的單相主電路結構如圖1所示，為分析方便，取級聯(lián)單元數(shù)N=5。元左、右橋臂上、下IGBT開關器件；ux為各單元交流側輸出電壓；u為級聯(lián)裝置單相輸出總電壓；Udc為各單元直流側電壓。裝置采用基于CPS-SPWM的單極性開關調制方法，各單元載波urx相互錯開時間Ts=Tc／(2N)，其中Tc為載波周期。

各單元的脈沖生成時序如圖2所示。urx的相位與urx-相差180°，分別用來形成功率單元x的VTx1和VTx4的觸發(fā)脈沖；us為SPWM調制波。

如圖所示，在tn時刻(n=1，…，10；Ts為一個采樣周期，tk+1-tk=Ts)采樣調制波us，根據(jù)不同的采樣方法，依次生成SPWM觸發(fā)脈沖Px1，Px4，分別對應觸發(fā)VTx1和VTx4；VTx2，VTx3的觸發(fā)脈沖Px2，Px3分別與Px1，Px4相反，實際應用中加死區(qū)延時。
實際應用中，載波并不以具體波形存在，而代之以雙向計數(shù)器。這里定義計數(shù)器Tx1和Tx4分別對應載波urx和urx-；另設Tx1CMP和Tx4CMP分別為Tx1和Tx4的比較寄存器。

3 CPS-SPWM觸發(fā)脈沖快速生成原理
不對稱規(guī)則采樣方法是指在一個載波周期中的峰、谷各采樣一次調制波，如圖3所示。在t1時刻采樣us，計算占空比并加載至T11CMP，在t2時刻T11開始增計數(shù)，當比較匹配時形成P11的下降沿；在t6時刻再次采樣us，計算占空比并更新T11CMP，在T11上溢時刻開始減計數(shù)，當比較匹配時形成P11下一個脈沖的上升沿。

可見，依據(jù)此種方法生成的觸發(fā)脈沖，較理論上的脈沖延時亦僅為一個Ts，且由于在一個載波周期中兩次采樣正弦調制波，精度較高。該方法主要缺點是提高了采樣頻率，增加了計算工作量。但對于如圖2所示的級聯(lián)功率單元的觸發(fā)時序而言，該方法既沒有提高采樣頻率，又沒有增加計算量，具體分析如下：
根據(jù)圖3，對于生成同一個觸發(fā)脈沖，如P11，分別在t1和t6時刻都進行了采樣，脈沖生成的采樣頻率比對稱規(guī)則采樣法高出了1倍。但實際上，參照圖2所示的級聯(lián)單元脈沖生成時序，t6時刻也對應觸發(fā)脈沖P14生成的采樣時刻，因此，總體而言，采樣頻率沒有提高，只是同一采樣時刻要進行兩個占空比值的計算，如t6時刻，分別要計算P14，P11的占空比D14，D11。只要證明此時D14等于D11即可說明該方法無需增加計算量，證明如下：設TW11=D11Tc，TW14=D14Tc，顯然存在：(Tc-TW11)／2=(Tc-TW14)／2，解得TW11=TW14，也即D11=D14，由此可知，任何采樣時刻僅需進行一次占空比計算，而無需增加額外的計算量。
P11和P14生成過程及時序為如圖4所示。在t1時刻，采樣us并計算D11(D14)，并加載到T11CMP和T14CMP，當下一個同步信號到達即t2時刻清零T11開始增計數(shù)，生成P11的下降沿；同時，重載T14并開始減計數(shù)，生成P14的上升沿。同理，在t6時刻，采樣us計算D14(D11)，并加載到T14CMP和T11CMP，在t7時刻分別清零T14開始增計數(shù)，重載T11并開始減計數(shù)，生成P14的下降沿和P11的上升沿。

參照圖2，整個級聯(lián)單元的脈沖生成時序為：
①t1，t2，t3，t4，t5時刻采樣依次生成的SPWM觸發(fā)脈沖為：P11↓(下降沿)和P14↑(上升沿)，P21↓和P24↑，P31↓和P34↑，P41↓和P44↑，P51↓和P54↑；
②t6，t7，t8，t9，t10時刻采樣依次生成的SPWM觸發(fā)脈沖為：P14↓和P11↑，P24↓和P21↑，P34↓和P31↑，P44↓和P41↑，P54↓和P51↑。

4 觸發(fā)脈沖快速生成的實現(xiàn)方法
為充分發(fā)揮上述級聯(lián)H橋變流器CPS-SPWM觸發(fā)脈沖快速生成方法的優(yōu)越性，采用規(guī)模大、集成度高、可靠性強、編程靈活的FPGA芯片EP2C20／EP2C5，來完成觸發(fā)脈沖生成及其他包括分配、傳輸、驅動、邏輯綜合與控制等功能。
實際工程中，觸發(fā)脈沖生成由兩部分組成，即頂層觸發(fā)監(jiān)控模塊、底層脈沖生成模塊，兩模塊之間采用光纖通訊模式，具體闡述如下：
(1)頂層觸發(fā)監(jiān)控模塊 觸發(fā)監(jiān)控模塊主要負責觸發(fā)脈沖占空比、同步信號、控制命令、底層控制參數(shù)等信息的下發(fā)；采集處理底層控制系統(tǒng)的功率單元運行狀態(tài)以及邏輯綜合、故障處理等任務，控制結構原理如圖5所示。

通信模塊(2)是整個觸發(fā)監(jiān)控系統(tǒng)中的關鍵性環(huán)節(jié)，主要承擔的任務有：①接收模塊(1)的譯碼控制命令，判斷命令類型；②同步信號的編碼、下發(fā)；③接收底層控制系統(tǒng)上傳的各功率單元運行狀態(tài)信息，存儲到RAM2相應存儲單元中并傳輸?shù)焦收咸幚砟K；接收故障模塊向底層控制系統(tǒng)發(fā)出的故障處理命令。
(2)底層脈沖生成模塊 底層脈沖生成模塊除負責脈沖生成、驅動控制任務外，還擔負著整個功率單元的通信和故障處理任務。該模塊主要由脈沖生成單元、通信單元及IPM驅動接口電路等幾部分組成。脈沖形成單元負責CPS-SPWM觸發(fā)脈沖的生成任務。脈沖生成的原理在前文中已經(jīng)作了詳細的介紹，這里將重點介紹各功率單元的底層控制系統(tǒng)脈沖生成的過程，如圖6所示。

脈沖形成單元主要由載波形成模塊和比較模塊兩大部分組成：載波形成模塊用來形成三角載波。比較模塊的主要任務是生成IGBT觸發(fā)脈沖。即將存放在Tx1CMP／Tx4CMP中的占空比數(shù)據(jù)與Tx1／TX4中的載波數(shù)據(jù)進行比較，輸出PWM觸發(fā)脈沖。需要說明的是，Tx1CMP／Tx4CMP中的數(shù)據(jù)在對Tx1／Tx4進行清零或重載的同時，進行數(shù)據(jù)更新(重載)。

5 實驗
實驗模型參照圖1，直流側電壓Udc=90 V，載波頻率1／Tc=1．28 kHz，采樣周期Ts=78．125μs。脈沖傳輸采用編碼方式，傳輸延時Ttr≈5μs。實驗波形如圖7所示。

圖7a，b分別為基于對稱和不對稱規(guī)則采樣法的輸出電壓u及調制波us的波形。可見，基于對稱規(guī)則采樣法的u滯后us約5 ms；而基于不對稱規(guī)則采樣法的u滯后us約3 ms，具有較快的生成速度。

6 結論
理論分析和實驗結果表明：此處所述基于不對稱規(guī)則采樣法的CPS-SPWM脈沖生成方法，相對基于對稱規(guī)則采樣法的CPS-SPWM脈沖生成方法，既沒有增加采樣頻率，也沒有增加計算工作量，具有較快的生成速度。此外，由于采用了基于FPGA的CPS-SPWM脈沖生成的實現(xiàn)方法，為上述CPS-SPWM脈沖的快速生成提供了重要保障。