為汽車電子系統(tǒng)提供供電和保護，無開關(guān)噪聲，效率高達99.9%

簡介

為汽車電子系統(tǒng)供電時，不但需要滿足高可靠性要求，還需要應對相對不太穩(wěn)定的電池電壓，具有一定挑戰(zhàn)性。與車輛電池連接的電子和機械系統(tǒng)具有差異性，可能導致標稱12 V電源出現(xiàn)大幅電壓偏移。事實上，在一定時間段內(nèi)，12 V電源的變化范圍為–14 V至+35 V，且可能出現(xiàn)+150 V至–220 V的電壓峰值。其中有些浪涌和瞬變在日常使用中出現(xiàn)，其他則是因為故障或人為錯誤導致。無論起因為何，它們對汽車電子系統(tǒng)造成的損害難以診斷，修復成本也很高昂。

通過總結(jié)上個世紀的經(jīng)驗，汽車制造商對會干擾運行、造成損壞的電子狀況和瞬變進行了分類。國際標準化組織(ISO)對這些行業(yè)知識進行編譯，制定出適用于道路車輛的ISO 16750-2和ISO 7367-2規(guī)范。汽車電子控制單元(ECU)使用的電源至少應該能夠承受這些狀況，且不造成損壞。至于關(guān)鍵系統(tǒng)，則必須保持其功能性和容差。這需要電源能夠通過瞬變調(diào)節(jié)輸出電壓，以保持ECU運行。理想情況下，完整的電源解決方案無需使用保險絲，可以最大限度降低功耗，且采用低靜態(tài)電流，在不耗盡電池電量的情況下，支持系統(tǒng)始終保持開啟。

圖1.ISO 7367-2：帶和不帶330 μF旁路電容的脈沖1。

ISO 16750-2汽車電子系統(tǒng)面臨的狀況

ADI公司發(fā)布了多份刊物，詳細介紹ISO 7367-2和ISO 16750-2規(guī)范，以及如何使用LTspice?模擬這些規(guī)范。^1,2,3,4

在最近的迭代中，ISO 7367-2電磁兼容規(guī)范主要介紹來自相對較高的阻抗源（2 Ω至50 Ω）的大幅度(>100 V)、短時持續(xù)（150 ns至2 ms）瞬變。這些電壓峰值通?？梢允褂脽o源組件消除。圖1顯示定義的ISO 7367-2脈沖1，以及增加的330 μF旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V降低至–16 V，完全在反向電池保護電路支持的范圍內(nèi)。ISO 7367-2脈沖2a、3a和3b的能耗遠低于脈沖1，所需的抑制電容也更少。

ISO 16750-2主要介紹來自低阻抗源的長脈沖。這些瞬變無法輕松過濾，通常需要使用基于穩(wěn)壓器的主動式解決方案。一些更具挑戰(zhàn)性的測試包括：負載突降（測試4.6.4）、電池反接（測試4.7）、疊加交變電壓測試（測試4.4），以及發(fā)動機啟動工況（測試4.6.3）。圖2顯示了這些測試脈沖的視圖。ISO 16750-2中所示條件的差異性，加上ECU對電壓和電流的要求，通常需要合并使用這些方案，以滿足所有要求。

圖2.一些更嚴格的ISO 16750-2測試的概述。

負載突降

負載突降（ISO 16750-2：測試4.6.4）屬于嚴重的瞬態(tài)過壓，模擬電池斷開，但交流發(fā)電機提供大量電流的情況。負載突降期間的峰值電壓被分為受抑制電壓或未受抑制電壓，由3相交流發(fā)電機的輸出是否使用雪崩二極管來決定。受抑制的負載突降脈沖限制在35 V，不受抑制的脈沖峰值范圍則為79 V至101 V。無論是哪種情況，因為交流發(fā)電器定子繞組中存儲了大量電磁能量，所以可能需要400 ms進行恢復。雖然大部分汽車制造商使用雪崩二極管，但隨著人們對可靠性的要求不斷增高，使得一些制造商要求ECU的峰值負載突降電壓必須接近未受抑制情況下的電壓。

解決負載突降問題的解決方案之一就是添加瞬變電壓抑制器(TVS)二極管，從局部箝位ECU電源。更緊湊、容差更嚴格的方法則是使用主動浪涌抑制器，例如LTC4364，該抑制器以線性方式控制串接的N通道MOSFET，將最大輸出電壓箝位至用戶配置的水平（例如，27 V）。浪涌抑制器可以幫助斷開輸出，支持可配置限流值和欠壓鎖定，且可使用背靠背NFET提供通常需要的反向電池保護。

對于線性穩(wěn)壓功率器件，例如浪涌抑制器，存在的隱患在于，在負載突降期間限制輸出電壓，或者在短路輸出期間限制電流時，N通道MOSFET可能功耗較大。功率MOSFET的安全工作區(qū)域(SOA)限制最終會限制浪涌抑制器能夠提供的最大電流。它還給出了在N通道MOSFET必須關(guān)閉，以避免造成損壞之前，必須保持穩(wěn)壓的時長限制（通常使用可配置定時器引腳設置）。這些SOA導致的限制隨著工作電壓升高變得更加嚴重，增加了浪涌抑制器在24 V和48 V系統(tǒng)中使用的難度。

更具擴展性的方法使用降壓穩(wěn)壓器，該穩(wěn)壓器可在42 V輸入下運行，例如LT8640S。開關(guān)穩(wěn)壓器與線性穩(wěn)壓器不同，并無MOSFET SOA限制，但顯然它更加復雜。降壓穩(wěn)壓器的效率支持實施大電流操作，其頂部開關(guān)則允許輸出斷開，并支持電流限制。至于降壓穩(wěn)壓器靜態(tài)電流問題，已由最新一代器件解決，這些器件僅消耗幾微安電流，在無負載條件下也保持穩(wěn)壓。通過使用Silent Switcher^?技術(shù)和展頻技術(shù)，開關(guān)噪聲問題也得到大幅改善。

此外，有些降壓穩(wěn)壓器能按100%占空比運行，保證頂部開關(guān)持續(xù)開啟，通過電感將輸入電壓傳輸?shù)捷敵?。在過壓或過流條件下，會觸發(fā)開關(guān)操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓穩(wěn)壓器（例如LTC7862）作為開關(guān)浪涌抑制器使用，實現(xiàn)低噪聲、低損耗操作，同時保持開關(guān)模式電源的可靠性。

圖3.解決困難的ISO 16750-2測試的不同方法。

反向電壓

當電池終端或跳線因為操作員故障反向連接時，會發(fā)生反向電壓條件（也稱為反向電池條件）。相關(guān)的ISO 16750-2脈沖（測試4.7）反復對DUT施加–14 V電壓，每次60秒。關(guān)于此測試，有些制造商增加了自己的動態(tài)版本，在突然施加反向偏置(–4 V)之前，先起始地為此器件供電（例如，V_IN=10.8 V）。

快速研究數(shù)據(jù)手冊后發(fā)現(xiàn)，很少有IC設計可以接受反向偏置，其中IC的絕對最小引腳電壓一般限制在–0.3 V。低于地的電壓如果超過一個二極管的電壓，會導致額外電流流過內(nèi)部結(jié)，例如ESD保護器件和功率MOSFET的體二極管。在反向電池條件下，極化旁路電容（例如鋁電解電容）也可能受到損壞。

肖特基二極管可以防止反向電流，但在正常運行期間，正向電流更高時，這種方法會導致更大功耗。圖3所示為基于串接P通道MOSFET的簡單保護方案，這種方案可以降低功耗損失，但在低輸入電壓下（例如，發(fā)動機啟動），因為器件閾值電壓的原因，這種方案可能無法順暢運行。更加有效的方法是使用理想的二極管控制器（例如LTC4376），以驅(qū)動串行N通道MOSFET，該MOSFET在負電壓時切斷輸入電壓。正常運行期間，理想二極管控制器調(diào)節(jié)N通道MOSFET的源漏電壓降低到30 mV或更低，將正向壓降和功耗降低超過一個數(shù)量級（相比肖特基二極管）。

圖4.支持帶通模式的降壓-升壓控制器解決了汽車標準測試帶來的許多問題。

疊加交變電壓

疊加交變電壓測試（ISO 16750-2：測試4.4）模擬汽車的交流發(fā)電器的交流輸出的影響。正如名字所示，正弦信號在電池軌道上疊加，峰峰值幅度為1 V、2 V或4 V，具體由嚴重程度分類決定。對于所有嚴重性等級，最大輸入電壓為16 V。正弦頻率以對數(shù)方式排列，范圍為50 Hz至25 kHz，然后在120秒內(nèi)回到50 Hz，總共重復5次。

本測試會導致在任何的互連濾波器網(wǎng)絡內(nèi)產(chǎn)生大幅度諧振低于25 kHz的電流和電壓擺幅，。它也會使開關(guān)穩(wěn)壓器出現(xiàn)問題，其環(huán)路帶寬限制使其難以通過高頻率輸入信號進行調(diào)節(jié)。解決方案就像是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但對于反向電壓保護，這并不是一種解決問題的好方法。

在這種情況下，理想的二極管控制器無法像在反向電壓保護應用中一樣發(fā)揮作用，因為它無法足夠快速地開關(guān)N通道MOSFET，以和輸入保持同步。柵極上拉強度是其中一個限制因素，一般因為內(nèi)部電荷泵限制在20 μA左右。當理想的二極管控制器能夠快速關(guān)閉MOSFET時，開啟速度會非常慢，不適合對極低頻率以外的情況實施整流。

更合適的方法是使用LT8672主動整流器控制器，該控制器可以快速開關(guān)N通道MOSFET，以按高達100 kHz的頻率整流輸入電壓。主動整流器控制器是帶有兩個重要附加器件的理想二極管控制器：一個由輸入電壓增壓的大型電荷存儲器，一個快速開關(guān)N通道MOSFET的強勁柵極驅(qū)動器。與使用肖特基二極管相比，這種方法可以降低功率損失達90%以上。LT8672也和理想的二極管控制器一樣，保護下游電路不受電池反接影響。

圖5.這個3 V至100 V 輸入降壓-升壓控制器以8 V至17 V帶通輸出運行。

啟動工況

發(fā)動機啟動工況（ISO 16750-2：測試4.6.3）屬于極端欠壓瞬變，有時候指代冷啟動脈沖，這是因為在更低溫度下，會發(fā)生最糟糕的電池壓降。特別是，當啟動器啟動時，12 V電池電壓可能立刻降低到8 V、6 V、4.5 V或3 V，具體由嚴重程度分類決定（分別為I、IV、II和III級）。

在有些系統(tǒng)中，低壓差(LDO)線性穩(wěn)壓器或開關(guān)降壓穩(wěn)壓器足以支持電源電軌應對這些瞬變，只要ECU電壓低于最低的輸入電壓。例如，如果最高的ECU輸出電壓為5 V，且其必須達到嚴重程度等級IV（最低輸入電壓6 V），那么使用壓差低于1 V的穩(wěn)壓器即可。發(fā)動機啟動工況電壓最低的分區(qū)只能持續(xù)15 ms至20 ms，所以大型旁路電容之后的整流器件（肖特基二極管、理想的二極管控制器、主動整流器控制器）可能能夠經(jīng)受這部分脈沖，如果電壓凈空短暫地下降至低于穩(wěn)壓器壓降差。

但是，如果ECU必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要使用升壓穩(wěn)壓器。升壓穩(wěn)壓器可以在高電流電平上，有效保持來自低于3 V的輸入的12 V輸出電壓。但是，升壓穩(wěn)壓器還存在一個問題：從輸入到輸出的二極管路徑無法斷開，所以自然地電流在啟動時或者短路時不受限。為了防止電流失控，專用的升壓穩(wěn)壓器（例如LTC3897控制器）集成浪涌抑制器前端來支持輸出斷開和限流，以及在使用背靠背N通道MOSFET時提供反向電壓保護。這個解決方案可以利用單個集成電路解決負載突降、發(fā)動機啟動和電池反接，但是可用電流受浪涌抑制器MOSFET的SOA限制。

4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器通過共用的電感來聯(lián)合同步降壓穩(wěn)壓器和同步升壓穩(wěn)壓器，以消除此限制。這種方法可以滿足負載突降和發(fā)動機啟動工況測試的要求，且電流電平或脈沖持續(xù)時間不會受到MOSFET SOA限制，同時還保有斷開輸出和限流的能力。

降壓-升壓穩(wěn)壓器的開關(guān)操作由輸入和輸出電壓之間的關(guān)系決定。如果輸入遠高于輸出，升壓頂部開關(guān)持續(xù)開啟，降壓功率級則降低輸入。同樣，如果輸入遠低于輸出，降壓頂部開關(guān)持續(xù)開啟，升壓功率級則增高輸出。如果輸入和輸出大致相等（在10%至25%之間），那么降壓和升壓功率級會以交錯方式同時開啟。如此，可以通過僅對高于、約等于或低于輸出的輸入電壓實施穩(wěn)壓所需的MOSFET限制開關(guān)，分別最大化各個開關(guān)區(qū)域（降壓、降壓-升壓、升壓）的效率。

圖6.對未受抑制的負載突降的帶通響應。