一種LDO穩(wěn)壓器內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的設計

引言

ldo穩(wěn)壓器的調(diào)整元件通常采用pnp管或pmos管，通過共射或共源的結構輸出，因此，ldo穩(wěn)壓器的輸出阻抗比較高，受負載的影響較大，容易造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。通常利用輸出電容的等效串聯(lián)電阻進行頻率補償，以改善其穩(wěn)定性。這種方法對輸出電容有很高的要求，特別是esr，若處理不當會提高電源管理方案的成本。本文提出了將頻率補償電路設計到穩(wěn)壓器內(nèi)部的方法，降低了對輸出電容的要求，并且補償?shù)牧泓c跟隨負載電流變化，降低了負載電流變化對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。

ldo穩(wěn)壓器的頻率補償原理

影響ldo系統(tǒng)穩(wěn)定性的主要因素有：誤差放大器、調(diào)整管、反饋電阻網(wǎng)絡、輸出電容及其等效串聯(lián)電阻的旁路電容等。

ldo穩(wěn)壓器的典型頻率響應如圖1所示。其ugf代表單位增益頻率（unit gain frequency）。虛線代表esr的穩(wěn)定范圍。

零點zesr和極點pb由resr決定，當resr改變時,zesr和pb也上下移動，使得環(huán)路穩(wěn)定性受到影響。因此，為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定，必須選擇合適的resr。ldo穩(wěn)壓器的應用資料一般會提供保證系統(tǒng)穩(wěn)定所需resr值的范圍。通常鉭電容的esr值較為合適，并且比較準確，但其價格比較昂貴，這無疑增加了設計成本。

同時,采用輸出電容的等效串聯(lián)阻抗進行頻率補償?shù)牧硪粋€缺點是，esr對ldo穩(wěn)壓器的瞬態(tài)響應的影響。在最壞情況下，當負載電流瞬態(tài)從零變化到最大值時，輸出電壓最大的瞬態(tài)變化量為：

其中，δt1是ldo需要的響應時間，如果忽略壓擺率的影響，δt1約等于閉環(huán)帶寬的倒數(shù)。δvesr是esr上的電壓變化量。由等式可看出，esr越大，對瞬態(tài)響應特性影響越大。

針對ldo穩(wěn)壓器利用esr進行頻率補償存在的不足，本文提出的內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路對此進行了改進。

內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的設計

采用內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的ldo穩(wěn)壓器系統(tǒng)如圖2所示。電路內(nèi)部添加了一個rc補償網(wǎng)絡，并采用了兩級放大結構。第一級放大器采用跨導運放實現(xiàn)，第二級放大器采用輸出阻抗較小的放大結構。

從圖2中可得出其主要的零極點如下：

第一個極點：

從第一個極點po的表達式可得出，該極點與負載電流成正比，如果內(nèi)部rc網(wǎng)絡產(chǎn)生的零點頻率固定不變，則單位增益帶寬隨著負載電流變化，同時可能會引起振蕩，達不到補償?shù)男Ч?

針對以上問題，電路中可引入可變電阻構成的動態(tài)rc頻率補償網(wǎng)絡，該電阻用工作在線性區(qū)的mos管導通電阻來實現(xiàn)。通過在調(diào)整管處并聯(lián)一個電流檢測管，使其檢測輸出電流，以控制rc補償網(wǎng)絡可變電阻r的阻值，使零點zc也隨負載電流變化，當負載電流減小時，零點頻率也減??；負載電流變大時，零點頻率也變大。此時，零點zc和極點po同時隨負載電流增大或減小，保證了穩(wěn)定性和環(huán)路增益帶寬不變。

頻率補償rc網(wǎng)絡的具體電路如圖3所示?？勺冸娮枋莔8的導通電阻，rc網(wǎng)絡主要是由m1、m2、m4、m6、m7、m8、cc構成的，其中m1是電流檢測管，調(diào)整管m0用寬長比很大的pmos管實現(xiàn)。

由m3、m5、r3構成的偏置電路，可以保證m0和m1的漏/源極電壓基本相等，使電流id1以恒定的系數(shù)正比于電流il變化，id1通過m4和m6構成的鏡像電流源決定m7的電流。則：

由于第一級運放的輸出阻抗較大，第二級放大器的輸入阻抗也較大，并且m8沒有電流流過，因此，m9的電流非常小，可以近似地認為vgs9≈vth。所以，

此時，m8的導通電阻為：

為了保證等式（10）成立,vgs8必須大于vth，通常m7選用一個寬長比較小的mos管，而m9選用一個寬長比較大的mos管，由表達式（11）得出，當負載電流il減小時，導通電阻ron變大，補償?shù)牧泓c頻率減??；負載電流增大時，補償?shù)牧泓c頻率增大。

第二級放大器主要是對誤差放大器的輸出阻抗和調(diào)整管的柵寄生電容起隔離的作用。第二級放大器的輸出阻抗比較小，產(chǎn)生的第三個極點可在單位增益帶寬之外，從而克服誤差放大器的輸出阻抗和調(diào)整管柵寄生電容產(chǎn)生的低頻極點。

仿真驗證

該電路采用hynix 0.5μm cmos工藝來實現(xiàn)。在leve128模型下，內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路的頻率響應采用hspice仿真，整個系統(tǒng)的相位裕度為60°,系統(tǒng)穩(wěn)定。

負載電流發(fā)生變化時，其頻率響應曲線如圖4所示。

由圖4可看出，采用內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路，其環(huán)路增益帶寬不隨負載電流變化，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求。

結語

本文提供了一種新穎的ldo穩(wěn)壓器內(nèi)部動態(tài)頻率補償電路。與利用esr進行頻率補償?shù)姆椒ㄏ啾?，此電路不僅改善了瞬態(tài)響應特性，而且在提高ldo線性穩(wěn)定性的同時，大大降低了對外部電容的esr要求，此時可以采用esr比較小的陶瓷電容，從而在提高性能的同時，降低了ldo穩(wěn)壓器的應用成本。