高速電路的信號完整性分析
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1 信號完整性定義 信號完整性（Signal Integrity，簡稱SI）指的是信號線上的信號質(zhì)量。信號完整性差不是由單一因素造成的，而是由板級設計中多種因素共同引起的。破壞信號完整性的原因包括反射、振鈴、地彈、串擾等。隨著信號工作頻率的不斷提高，信號完整性問題已經(jīng)成為高速PCB工程師關注的焦點。 2 反射 2．1 反射的形成和計算 傳輸線上的阻抗不連續(xù)會導致信號反射，當源端與負載端阻抗不匹配時，負載將一部分電壓反射回源端。如果負載阻抗小于源阻抗，反射電壓為負；如果負載阻抗大于源阻抗，反射電壓為正。反射回來的信號還會在源端再次形成反射，從而形成振蕩?，F(xiàn)以圖1所示的理想傳輸線模型為例，分析與信號反射有關的重要參數(shù)。 圖1，理想傳輸線L被內(nèi)阻為R0的數(shù)字信號驅(qū)動源Vs驅(qū)動，傳輸線的特性阻抗為Z0，負載阻抗為RL。如果終端阻抗（B點）跟傳輸線阻抗（A點）不匹配，就會形成反射，反射回來的電壓幅值由負載反射系數(shù)ρL決定。Ρt可由式（1）得出： ρL=（RL-Z0）/（RL+Z0） （1） 從終端反射回的電壓到達源端時，可再次反射回負載端，形成二次反射，此時反射電壓的幅值由源反射系數(shù)ρs決定，ρs可由式（2）得出： ρs=(R0-Z0)/(R0+Z0) (2) 精確計算反射系數(shù)和反射電壓的關鍵是確定傳輸線的特征阻抗，它不僅僅是印制線的電阻。當印制線上傳輸?shù)男盘査俣瘸^100MHz時，必須將印制線看成是帶有寄生電容和電感的傳輸線，而且在高頻下會有超膚效誚和電介質(zhì)損耗，這些都會影響傳輸線的特征阻抗。按照傳輸線的結構，可以將它分為微帶線和帶狀線。 2．1．1 表情微帶線的特性阻抗 微帶線是位于接地層上由電介質(zhì)隔開的印制導線，其模型如圖2所示。印制導線的厚度、寬度、印制導線與地層的距離以及電介質(zhì)的介電常數(shù)決定了微帶線的特性阻抗。計算公式如下：
式中，Z0是微帶線的特性阻抗（Ω），w是印制導線寬度（英寸），t是印制導線厚度（英寸）,h是電介質(zhì)厚度（英寸），εr是印制電路板電介質(zhì)的相對介電常數(shù)。 2．1．2 層間帶狀線的特性阻抗 帶狀線是介于兩個接地層之間的印制導線，其模型如圖3所示。它的特性阻抗和印制導線的寬度、厚度、電介質(zhì)的介電常數(shù)以及兩個接層的距離有關。特性阻抗的計算公式如下： 
式中，Z0是微帶線的特性阻抗（Ω），w是印制導線寬度（英寸），t是印制導線存度（英寸），h是電介度厚度（英寸），εr是印制電路板電介質(zhì)的相對介電常數(shù)。 2．1．3 非對稱帶狀線的特性阻抗 非對稱帶狀線模型如圖4所示。
特性阻抗的計算公式如下： 
式中，Z0是微帶線的特性阻抗（Ω），w是印制導線寬度（英寸），t是印制導線存度（英寸），h是電介質(zhì)厚度（英寸），c是印制導線之間的距離，εr是印制電路板電介質(zhì)的相對介電常數(shù)。 2．2 反射引起的問題及解決方法 由于存在傳輸線效應，從反射的角度來看，會出現(xiàn)以下信號完整性問題： （1） 信號反射形成信號振蕩。反射回來的信號會在源端和終端之間形成多次反射，加上傳輸線效應引起的過大的電感和電容，會導致信號振蕩，即在一個邏輯電平附近上下震蕩。這種現(xiàn)象尤其會出現(xiàn)在周期性的時鐘信號上，從而導致系統(tǒng)失敗。
（2） 信號反射會形成信號過沖和下沖。雖然一般來說每個信號的輸入端都具有保護作用的齊納二極管，但過程電平有效會遠遠超過元件電源電壓范圍，損壞元器件。 （3） 多次跨越邏輯電平門限。信號在跳變的過程中可能多次跨越邏輯電平門限，它是信號振蕩的一種特殊的形式，即信號的振蕩發(fā)生在邏輯電平門限附近，多次跨越邏輯電平門限會導致邏輯功能紊亂。 解決反射的根本辦法是使信號具有良好的終端匹配，控制傳輸線的長度。同時也可利用IBIS仿真對系統(tǒng)信號進行優(yōu)化。
3 串擾 3．1 串擾的形成和計算 在高速信號系統(tǒng)設計中，反射屬于單信號線現(xiàn)象，當然包括地平面問題。但串擾不同，它是兩條信號線之間以及地平面之間的耦合，所以又稱為三線系統(tǒng)。形成串擾的根本原因是信號變化引起周邊的電磁場發(fā)生變化，特別是對于高速信號，信號的上升和下降沿的時間可以達到ps級，高頻分量非常豐富，信號線之間的寄生電容和電感容易成為串擾信號的耦合通道。下面以圖5所示的傳輸線耦合模型為例進行分析。傳輸線上分布著電感分量和電容分量，所以整個信號之間的串擾由兩部分組成，即容性耦合干擾和感性耦合干擾。容性耦合干擾是由于干擾源（Aggressor）上的電壓變化在被干擾對象（Victim）上引起感應電流從而導致的電磁干擾，而感性耦合干擾則是由于干擾源上的電流變化產(chǎn)生的磁場在被干擾對象上引起感應電壓從而導致的電磁干擾。感性串擾和容性串擾的基本分析公式如下： Xtalk(ind)=(Lm)/(Ra%26;#215;Tr) (6) 式中，Lm是互感，Ra是干擾源的終端匹配電阻，Tr是信號上升沿的時間。 Xtalk(cap)=(Ra%26;#215;Cm)/Tr (7) 式中，Cm是耦合電容，Ra是被干擾對象的終端匹配電阻，Tr是信號上升沿的時間。圖73．2 影響因素 從上面的公式可以看出，串擾的大小與很多因素有關，如信號的速率、信號的上升沿和下降沿的速率、PCB板層的參數(shù)、信號線間距、驅(qū)動端和接收端的電氣特性及線端接方式等。 3．2．1 串擾線平行長度和間距對串擾的影響 印制電路板基材與兩面的印制導線可看作一個電容器，其電容C可用平板電容器的計算公式來粗略地計算。 C=0.886εr(A/b)(pF) (8) 式中，A是兩面導線重疊的面積（mm2），b是層壓板電介質(zhì)厚度（mm），εr是壓板的相對介電常數(shù)。 當串擾信號線之間的平行長度增加時，將增加兩傳輸線之間重疊的面積，所以線之間的耦合電容也會增加，從而增大電流串擾。同理，當傳輸線之間的間距減少時，兩個耦合的傳輸線之間的耦合電容也會增加，從而增加串擾的數(shù)值。在高速電路設計中，重要的是減少串擾的數(shù)值，這樣就要從結構上減小平行的長度，而且線間的間距也不能太小。 3．2．2 信號頻率和沿速率對串擾的影響 在串擾效應中，除了信號本身的傳輸頻率外，影響很大的還有信號上升時間和下降時間。在現(xiàn)代設計中，經(jīng)常會出現(xiàn)幾百兆赫茲的時鐘信號和數(shù)字信號，這樣信號的上升沿可以達到ps級。在這種情況下，信號的上升時間和下降時間對串擾的影響是不可忽視的。 假設存在一個如圖6所示的串擾模型。其中，兩線的線寬均為w，兩線的線間距為P，而兩線的平行長度為L，如不特殊說明，w、P和L的取值分別為w=5mils，P=5mils，L=1.3inches，兩線均為頂層微帶傳輸線。PCB板的電介質(zhì)電常數(shù)εr為4.5。分別在不同的頻率和沿速率情況下對它進行仿真。干擾源信號的頻率不同時。
在同樣干擾信號頻率（f=20MHz）下，不同干擾源沿速率所產(chǎn)生的信號串擾情況如圖7所示。圖中標記“1”和標記“2”箭頭分別指被干擾對象的遠端和近端串擾波形。 3．3 解決方法 從上面的分析來看，在高速電路設計中，除了信號頻率對串擾有較大影響外，信號的邊沿變化（上升沿和下降沿）對串擾的影響更大，邊沿變化越快，串擾越大。所以解決串擾的方法主要從減少干擾源強度和切斷干擾路徑兩個方面進行，有以下幾個方法： （1） 串擾與信號頻率成正比，而且在數(shù)字電路中，信號的邊沿變化（上升沿和下降沿）對串擾的影響最大，邊沿變化越快變頻分量越豐富，串擾越大，所以盡量少地使用dV/dt高的信號，在超高速設計中可以使用低電壓差分信號或其它差分信號。 （2） 在布線空間允許的條件下，在串擾較嚴重的兩條線之間插入一條地線或地平面， 可以起到了隔離的作用，從而減小串擾。 （3） 加大線間距，減小線的平行長度，必須時可以以jog(凹凸)方式走線。 （4） 對于信號速率比較高的信號，可以將它走線經(jīng)過的微帶線和帶狀線控制在地平面8mil距離內(nèi)，這樣可以顯著減少串擾。 （5） 控制傳輸線阻抗，加入端接匹配電阻以減小或消除反射，從而減小串擾。 4 IBIS仿真 由于在高速電路設計中存在許多的信號完整性問題，為了確保產(chǎn)品的性能和縮短開發(fā)周期，迫切需要進行電路的板線仿真。仿真的手段主要有SPICE仿真和I/O Buffer Information Specification(簡稱IBIS)仿真等。IBIS模型只涉及器件I/O buffer的電氣特性，不包含器件內(nèi)核的結構、工藝和性能等信息，從而有效保護了IC開發(fā)商的知識產(chǎn)權，因此與SPICE模型相比，IBIS模型比較容易從器件生產(chǎn)廠家獲得；同時IBIS仿真具有很高的精度，而且其仿真速度比SPICE仿真速速快25倍左右。本文只介紹IBIS仿真。 4．1 IBIS模型的組成要素 按器件引腳輸入、輸出性質(zhì)的不同，IBIS模型中所包含的要素也不同。主要有兩種，即輸出引腳和輸入引腳模型，圖8描述的是輸出引腳的模型。模塊1表示自器件Pad到Pin的寄生參數(shù)，其中C_comp表示由輸出Pad、鉗位二極管引起的輸出電容，L_pkg、R_pkg以及C_pkg表示由綁定引線和Pin引起的電感、電阻和電容。模塊2表示器件內(nèi)部的ESD保護二極管或鉗位二極管，模塊3表示開關管的開關動態(tài)特性，在模型文件中用dV/dt表示，決定信號的沿速率。模塊4和模塊5分別表示下拉開關管和上拉開關管，用模型文件中的V/I曲線表示。圖9描述的是輸入引腳的IBIS模型，它只包含模塊1和模塊2。
4．2 IBIS模型仿真步驟 由于IBIS仿真模型不但含有每個引腳的寄生參數(shù)，如封裝寄生電感、電容和電阻，而且有表示信號沿速率的dV/dt和端口特征的V/I曲線，所以IBIS仿真具有精度高、仿真速度快的特點，被現(xiàn)在的EDA軟件廣泛采用，如Cadence和Mentor等。下面介紹Cadence軟件的仿真步驟： （1） 從半導體廠家獲取IBIS模型。 （2） 進行IBIS模型的校正，這一步非常重要，因為有時候廠家提供的IBIS模型有錯誤。 （3） 在原理圖設計時，將相應的IBIS模型賦予每個器件，然后進行PCB設計。 （4） 提取需要仿真的每個網(wǎng)絡的拓撲結構。 （5） 在源端加上仿真激勵，然后進行仿真。如果存在信號完整性問題，可以修改張端匹配或PCB設計，然后再進行仿真，直到滿足信號完整性要求。 信號完整性設計已經(jīng)成為高速PCB設計中非常重要的一環(huán)，需要從原理圖設計開始進行考慮，并采用IBIS仿真加速設計的進度和保證設計的成功。當然由于IBIS模型不涉及到IC內(nèi)部的晶體管結構，同時對外面的被動器件和結構（如過孔）描述不夠精確，所以對于超高速PCB（信號傳輸速率超過1Gb/s）的設計，可以采用SPICE仿真，同時采用三維電磁場提取過孔的SPICE模型。限于篇幅，本文沒有討論這些問題，可參考相關文獻。
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