改進的開關性能快速IGBT帶來新的挑戰(zhàn)

其中 ：
(5)
其中：
圖4顯示了t=π/2時正弦波的幅值略高。這是由于LSn（但在公式中被忽略了）的影響。

圖3 不同di/dt時的功率二極管正向恢復時間

圖4 基于uCE和iC計算出的uZK和uModul曲線

5 模塊的影響
在功率模塊自身，條件是不同的。這里，為了空間和操作安全性（高溫）的原因，沒有安裝吸收電容。因此，模塊固有的寄生電感，如母排、DBC布局和綁定線上的電感，必須通過適當的設計措施來最小化。此外，關斷電壓尖峰只能通過合適的開關時間調制方式來改變，因為該值取決于di/dt 。
(6)
其中：
上述公式中包括作為附加元件的二極管電壓UD1。該電壓也表示正向恢復時間電壓[1]，出現在具有大di/dt的大電流注入正向工作二極管時，即帶有感性負載續(xù)流的情況。圖3顯示了功率二極管的電壓曲線（對于不同的注入電流值），約10ns-20ns后電壓達到最大值，然后下降到正常的正向電壓。最高電壓可以高達幾100V。

6 使用示例曲線定義參數
圖2中曲線的目的是展示如何定義的關鍵特征值。示例曲線指的是一個擁有200V直流母線電壓的電路、一個0.68μF吸收電容和一個350μH短路電感的小實驗裝置。
6.1直流母線共享分析
為了給選定的直流母線電壓定義時間常數τ，從曲線上選取了兩個有意義的測量點：
(7)

對于串聯諧振電路（RZK，LZK和吸收電容CZK在一個回路中），直流母線的寄生電感，可通過諧振條件的給定頻率（fR =763.5 kHz）計算得到：

磁損耗電阻由下式計算：

因此，該系列諧振電路的品質因數為：

定義ω、τ、UZK和幅值A更為簡潔和精確的方法，是使用數值數據處理和可視化工具xmgrace[2]。在這一點上，下面的公式適合電壓峰值和經過多次振蕩后之間的區(qū)域：
y = a0 + a1 * sin(a2*g0.s1.x-a3) * exp(-(g0.s1.x-a3)/a4) （8）
經過20次非線性擬合迭代后的參數結果列于表1。結果曲線如圖4所示。
6.2 分析模塊共享
過電壓的模塊共享可按照兩個步驟進行處理：首先通過對集電極電流曲線IC微分（例如用xmgrace）；然后進行縮放以將新曲線相應地插入到第一個UCE電壓峰值。在這里，（負）的縮放因子被發(fā)現與模塊的寄生電感不對應，因此應該考慮到二極管的影響。這就是引入虛構模塊電感LModule,fict.的原因：
(9)
計算得到的虛擬值：
事實上，電壓曲線uModule不僅取決于半導體的開關行為和模塊的寄生電感，也取決于二極管的正向恢復。出于這個原因，LModule,fict必須以二極管的正向恢復為基礎來進行修正?？偟碾妷涸黾又姓蚧謴退嫉淖畲蠓蓊~應以最大的di/dt （圖3）為基礎進行估算，在10kA/μs以下，所使用的標準功率二極管的正向恢復電壓Ufr,max可由下式相當精確地得出：
(10)
對于本例中的di/dt=1.3kA/μs，該電壓值約為20.5V。因此，由于是感性分量，過電壓下降到約70V，測試模塊自身的電感下降到49.8nH（計算值）。
兩條曲線的重疊（圖4）帶來最初計算得到的uce，從t=0時刻起適用。例如，現在可以很容易地確定替代吸收電容的特性。