差頻式高頻鏈雙向同步解調控制電路的分析與研究

摘要：論述差頻式高頻鏈雙向同步解調控制電路的工作原理，分析純電阻負載和感性負載下雙向同步解調電路的控制方式，實驗結果表明該控制方式結構簡單、性能可靠、成本低。

關鍵詞：差頻式 高頻鏈 雙向同步解調

1 引言

在中小功率逆變電源的應用領域，特別是在各類專用變頻電源、UPS中，人們對其電氣性能、工作效率等指標提出了愈來愈高的要求，以適應特定場合的需要，但由于裝置中很可能有低頻隔離變壓器，使得逆變電源的功率密度指標的提高受到了極大的限制。為了克服低頻變壓器的影響，近幾年來人們開發(fā)設計出各種高頻逆變電源，突破了低頻變壓器的重量體積指標的重大障礙，但現(xiàn)有的高頻鏈逆變器大多屬于單向電壓源高頻鏈[2]，采用單向傳輸方式。雙向電壓源高頻鏈逆變器雖然解決了雙向傳輸功率的問題[1][3][5][6]，但由于常采用單片微機控制，存在控制電路復雜等問題。

本文從模擬控制的角度出發(fā)，提出了雙向電壓源逆變器的雙向同步解調控制電路。

2 差頻式高頻鏈逆變電路的工作原理

圖1是一種基于差頻原理的隔離推挽式高頻鏈逆變電路，這種電路工作的基本原理是利用兩組高頻推挽逆變器得到頻率為（fs＋f0）和（fs－f0）的兩組高頻逆變器的開關頻率（fs為載波頻率，f0為輸出基波頻率），經過高頻變壓器隔離，在高頻變壓器的次級形成高頻正弦電壓，然后根據(jù)差頻原理得到具有雙向電壓源特性的差頻電壓波形，如圖2所示，此差頻電壓波形經雙向同步解調后得到的波形如圖3所示。

3 雙向同步解調電路的工作原理

雙向同步解調電路如圖4所示，其中S1、S2和S3、S4組成雙向電壓、電流開關，L、C及高頻變壓器繞組N1、N2組成雙向全波解調電路。

實現(xiàn)解調的原理可用下式推導出來：

已知已調制后的信號，即差頻電壓的數(shù)學表達式為：

us=Umsin[2π(fs＋f0)t]－Umsin[2π(fs－f0)t]

=2Umcos2πfst·sin2πf0t （1）

式中：Um——高頻正弦化電壓幅值；

fs＋f0，fs－f0——兩個推挽電路的工作頻率；

fs——載波頻率；

f0——調制頻率。

根據(jù)乘積檢波器的工作原理將已調制信號乘以載波信號得：

u=ua(t)uS(t)=U2mcosω0t(1＋cos2ωst) （2）

再通過低通濾波器便可還原調制信號。

利用二極管的非線性特性及二極管的平衡電路可形成乘法器與加法器電路，如圖5所示。

設二極管的靜態(tài)特性曲線為非線性，可用冪級數(shù)展開為：

id=Io＋b1us＋b2us2＋…… （3）

式中:Io——二極管偏置工作點電流；

us——輸入調制后的差頻電壓；

b1、b2——展開系數(shù)（常數(shù)）。

設流過二極管的非線性電流為：

i1=a0＋a1(u2＋u1)＋a2(u2＋u1)2＋……

i2=a0＋a1(u1－u2)＋a2(u1－u2)2＋……

i1－i2=2a0u2＋4a1u2u1＋…… （4）

式中：u1——載波電壓；

u2——調制后電壓。

在功率電路中認為二極管是開關器件，則

i∝(i1－i2)=2a1u2 （5）

由式（5）可知，將圖5中u1信號變?yōu)椴铑l調制信號，則輸出即可得到調制信號：

uO(t)∝2a1u2Z0

圖5中的輸出信號僅為半波電壓，通過可控開關功率器件組合，即可得到圖4的輸出全波電壓，波形如圖3所示。

由于Z0的性質不同，雙向全波解調控制模式有所不同。

4 雙向同步解調電路的控制模式

由于現(xiàn)有的功率開關器件反向耐壓的限制，雙向同步解調電路一般采用兩個全控開關管反串的方式構成，根據(jù)負載的性質不同，采用不同的控制方式來實現(xiàn)電流的雙向流動，從而實現(xiàn)解調。

4.1 純電阻負載的解調控制

當負載為純電阻負載時，輸出電流與輸出電壓相位差φ=0，即輸出電流與輸出電壓同相。如圖6所示，當差頻輸出電壓為零時，濾波電感中的電流也為零，此時通過控制驅動信號使雙向同步解調開關換向導通，其開關管的電流，理論上也為零，即開關管全部為零電壓、零電流導通，且控制最為簡單，僅有正向解調和反向解調兩個階段。

（1）正向解調階段

在區(qū)間I，t0時刻，當差頻輸出電壓為零時，控制正向解調開關管S1和S3導通，反向解調開關管S2和S4關斷。此時，濾波電感中的電流為零，雙向同步解調電路工作于正向解調階段，S1和S3工作在軟開關模式。

（2）反向解調階段

在區(qū)間II，t1時刻，當差頻輸出電壓為零時，輸出電感中的電流同樣為零，控制反向解調開關管S2和S4導通，正向解調開關管S1和S3關斷。此時，雙向同步解調電路工作于反向解調階段，S2和S4工作在軟開關模式。

其輸出電壓和輸出電流及各開關管的驅動波形如圖6所示。

4.2 感性負載的解調控制

當負載為感性時，因電感電流相位滯后，其輸出電壓與輸出電流相位差φ>0，即當輸出電壓為零時，其輸出電流不為零，此時電感中的電流沒有換向，若此時開通雙向同步解調開關管，則開關管將承受較大的正向或反向峰值電流，因此當負載電流由零變正之前，正向解調開關管必須導通，反向解調開關管應該關斷，電感中的電流將能量回饋給電源；當負載電流由零變負之前，反向解調開關管必須導通，正向解調開關管應該關斷，電感中的電流將能量回饋給電源。其雙向同步解調過程可分為四個階段，見圖7。

（1）正向解調階段

在區(qū)間I，t0時刻，當差頻輸出電流為零時，控制正向解調開關管S1和S3導通，反向解調開關管S2和S4關斷，正向解調開關管S1和S3始終加觸發(fā)信號，開關管按不控解調方式工作，S1和S3工作在軟開關模式。

（2）正向能量回饋階段

在區(qū)間II，t1時刻，當差頻輸出電壓為零時，因為輸出電流iout>0，控制正向解調開關管S1和S3高頻通斷，反向解調開關管S2和S4關斷，UA0時(見圖1)，S1導通，UB0時，S3導通，S1和S3交替導通。

（3）反向解調階段

在區(qū)間III，t2時刻，當差頻輸出電流為零時，控制反向解調開關管S2和S4導通，正向解調開關管S1和S3關斷，反向解調開關管S2和S4始終加觸發(fā)信號，開關管按不控解調方式工作，S2和S4工作在軟開關模式。

（4）反向能量回饋階段

在區(qū)間IV，t3時刻，當差頻輸出電壓為零時，因為輸出電流iout0，控制反向解調開關管S2和S4高頻通斷，正向解調開關管S1和S3關斷，UA>0時，S2導通，UB>0時，S4導通，S2和S4交替導通。

由此可見，在區(qū)間I和IV可獲得正半波的輸出電壓，在區(qū)間II和III可獲得負半波的輸出電壓。

其雙向同步解調輸出電壓、輸出電流、濾波后輸出電壓波形及各開關管的驅動波形如圖7所示。

4.3 容性負載的解調控制

當負載為容性時，因電容電壓相角滯后，其輸出電壓與輸出電流相位差φ0，即當輸出電流為零時，其輸出電壓不為零，若此時開通雙向同步解調開關管，則開關管將承受較大的正向或反向峰值電流，因此當負載電流由零變正后，反向解調開關管必須關斷，正向解調開關管應該高頻導通，電感中的電流將能量回饋給電源；當負載電流由零變負后，反向解調開關管必須導通，正向解調開關管應該關斷，電感中的電流將能量回饋給電源。容性負載時開關管的驅動波形與感性負載驅動波形大致相同，只是控制的相位不同。

5 雙向同步解調控制電路的實現(xiàn)方式

根據(jù)以上的分析，設計了純電阻負載和感性負載下的雙向同步解調電路的控制電路，其控制電路和基本結構如圖8所示。

實驗中雙向同步解調電路的驅動信號是從輸出電壓和輸出電流中取樣后，經過過零比較器和相位比較器分別取出圖7a、b、c、d中II、IV區(qū)間的脈沖波形后與兩個3525輸出的高頻脈沖方波經過與門電路形成高頻脈沖波（見圖7a、b、c、d中II、IV區(qū)間的高頻脈沖）與555產生的400Hz的方波信號經過或門電路形成圖7中的驅動波形。根據(jù)主電路A、B兩點的電壓關系，用一個模擬開關來驅動雙向同步解調開關管S1、S2、S3、S4。

需要說明的是：當uO=0,iO≠0時，在3525的PWM工作期間，開關管S1、S2、S3、S4均同時導通，但由于電感電流未換向，S2、S4或S1、S3不能真正導通。

6 實驗結果

圖9～圖12是我們研制的某航空電源的實驗波形，實驗中兩個推挽逆變器的工作頻率分別為20kHz和19.2kHz，輸入電壓為27V，輸出電壓為400Hz、115V的正弦電壓。雙向同步解調電路使用普通的MOS管，實驗結果與理論分析基本一致。