電容負(fù)載穩(wěn)定性：輸出引腳補償 之二

我們的 CMOS RRO 輸出引腳補償實例如圖 9.20 所示。這種實際電源應(yīng)用采用 OPA569 功率運算放大器作為可編程電源。為了在負(fù)載上提供精確的電源電壓，可以采用一種差動放大器 INA152 對負(fù)載電壓實施差動監(jiān)控。閉環(huán)系統(tǒng)可以補償任何從可編程電源到負(fù)載的正/負(fù)連接中的線路壓降造成的損耗。OPA569 上的電流限值設(shè)定為2A。在我們的實際應(yīng)用中，這種電源具有靈活的配置，因此可以在差動放大器 INA152 的輸出上提供多大達(dá)10nF 電容。這樣是否能夠?qū)崿F(xiàn)可編程電源的穩(wěn)定運行？

圖 9.20：可編程電源應(yīng)用

我們在圖 9.21 中詳細(xì)說明了在我們的可編程電源應(yīng)用中使用的 IC 的主要規(guī)格。

圖9.21：可編程電源 IC 主要規(guī)格

我們用于反饋的 INA152 差動放大器采用如圖 9.22 所示的 CMOS RRO 拓?fù)洹?

圖9.22：INA152 差動放大器：CMOS RRO

我們采用圖 9.23 中的 TINA Spice 電路檢查可編程電源的穩(wěn)定性。我們的 DC 輸出由 Vadjust 設(shè)定到3.3V，同時應(yīng)用一個較小的瞬態(tài)方形波檢查過沖與振鈴。

圖9.23：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：原始電路

圖 9.24 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果顯然不夠理想。我們不希望在未經(jīng)進(jìn)一步穩(wěn)定性補償情況下投產(chǎn)這種電路。 

圖9.24：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：原始電路

圖 9.25 中的 TINA Spice 電路用于檢查原始電路中的不穩(wěn)定性是否由 INA152 輸出端的 CX負(fù)載所引起。我們將采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試進(jìn)行快速檢測。

圖9.25：差動放大器反饋：原始電路

圖9.26可以證明我們的推測，即：是CX造成了差動放大器INA152的不穩(wěn)定性。

圖9.26：瞬態(tài)圖：差動放大器反饋，原始電路

差動放大器由 1 個運算放大器以及 4 個精密比率匹配電阻器構(gòu)成。這給我們的分析工作帶來了挑戰(zhàn)，因為我們無法直接接入內(nèi)部運算放大器的 - 輸入或 + 輸入。在圖 9.27 中我們可以看到差動放大器的等效示意圖，同時可以看出測量 Aol 的明確方法。我們將采用 LT 斷開任何相關(guān) AC 頻率的反饋，同時仍然保持準(zhǔn)確的 DC 工作點（LT 對于相關(guān) DC 頻率短路，對于相關(guān) AC 頻率開路）。通過把 INA152 的 Ref 引腳連接到 VIN+ 引腳，我們可以創(chuàng)建一個非反相輸入放大器。通過在 Sense 與 VOA 之間放置 LT，我們可以理想地在任何相關(guān)AC頻率驅(qū)動運算放大器進(jìn)入開路狀態(tài)。INA152 運算放大器的內(nèi)部節(jié)點 VM 可以在相關(guān) AC 頻率達(dá)到零點。VP 只需作為 VG1，然后我們可以輕松測出 Aol = VOA/VG1。請注意：我們只要把 VdcBias 設(shè)定為 1.25V 以便在 VOA 產(chǎn)生 2.5V DC，即可衡量 DC 工作點。

我們把圖 9.27 的 INA152 Aol 測試電路概念轉(zhuǎn)化成圖 9.28 所示的 TINA Spice 電路。我們知道，用于 INA152 的 TINA Spice 宏模型是一種 Bill Sands 宏模型[參考：《模擬與 RF 模型》，(http://www.home.earthlink.net/%7Ewksands/)]，因此該宏模型可以精確匹配實際硅片。

圖9.27：INA152 Aol 測試電路概念

圖9.28：TINA Spice INA152 Aol 測試電路

圖 9.29 說明了根據(jù) TINA Spice 仿真獲得的 INA 152 詳細(xì) Aol 曲線。請注意：Aol 曲線中在 1MHz 時存在第二個極點，在基于 Aol 相位曲線的頻率之外存在某些更高階的極點，其在 1MHz 之外表現(xiàn)出比每十倍頻程 -45度更陡的斜率。 

圖 9.29：INA152 Aol TINA Spice 結(jié)果

由于我們已知道 INA152 是一款 CMOS RRO 差動放大器，因此，除了 Aol 曲線，還需要 Zo 進(jìn)行穩(wěn)定性分析。在圖 9.30 中建立一個 Zo 測試電路概念。與圖 9.28 的 Aol 測試電路相似，我們可以利用所示的 LT 與電路連接強迫 INA152 的內(nèi)部運算放大器在任何相關(guān) AC 頻率進(jìn)入開路狀態(tài)。我們現(xiàn)在將采用設(shè)為 1Apk 的 AC 電流電源驅(qū)動輸出，同時直接根據(jù) VOA 的電壓測量 Zo。

圖 9.30：INA152 Zo 測試電路概念我們在圖 9.31 中建立了 TINA Spice INA152 Zo 測試電路?？焖?DC 分析表明我們可以得到 INA152 的正確 DC 工作點。最好在利用 Spice 進(jìn)行 AC 分析之前先執(zhí)行 DC 分析，以便確定電路在任何電源軌下都不飽和，電源軌可能會造成錯誤AC分析結(jié)果。

圖 9.31：INA152 Zo TINA 測試電路

圖 9.32：INA152 TINA Zo 曲線

圖 9.32 的 TINA Zo 測試結(jié)果顯示了 Zo 的典型 CMOS RRO 響應(yīng)。我們可以看到在 fz="76".17Hz 時出現(xiàn)一個零點，在 fp="4".05Hz 時出現(xiàn)一個極點。 

圖 9.33：INA152 Tina Ro 測量

我們在圖 9.33 中根據(jù)由 TINA Spice 創(chuàng)建的 Zo 曲線測量 Ro。Ro = 1.45k 歐姆。

我們從測量的 Zo 圖可以獲得 Ro、fz 以及 fp。我們利用這些資料可以創(chuàng)建 INA152 的等效 Zo 模型，如圖 9.34 所示。 

圖 9.34：INA152 Zo 模型

我們可以利用 TINA Spice 仿真器快速檢測等效 Zo 模型與實際 INA152 Zo 相比的準(zhǔn)確性。等效 Zo 模型結(jié)果如圖 9.36 所示，并與圖9.35 作了相關(guān)對比。由此可見，等效 Zo 模型非常接近，因此可以繼續(xù)進(jìn)行穩(wěn)定性分析。

圖 9.35：Zo 等效模型與 INA152 Zo 對比

圖 9.36：TINA 圖：INA152 等效 Zo 模型

現(xiàn)在我們可利用 Zo 等效模型分析負(fù)載電容 CL 對 INA152 輸出的影響。從 Aol 曲線中，我們可以看到在CL＝10.98kHz 時造成的附加極點（如圖 9.37 所示）。

圖 9.37：計算 Zo 與 CL 造成的極點（fp2）