一種減少全橋變換器環(huán)流損耗的策略

摘    要：本文提出了一種副邊帶有源嵌位電路的PWM全橋變換器，實(shí)現(xiàn)了超前橋臂的零電壓開通和關(guān)斷，滯后橋臂的零電流開通和關(guān)斷，減少了占空比損失，并且克服了全橋變化器在環(huán)流過程中存在的環(huán)流損耗。應(yīng)用本拓?fù)渲谱髁艘慌_功率1.2KW頻率100KHz的樣機(jī)。
關(guān)鍵詞：有源嵌位；移項(xiàng)控制；零電壓零電流；環(huán)流損耗
引言
目前，全橋變換器應(yīng)用于很多大功率場合，尤其是ZVS-FB-PWM變換器應(yīng)用更為廣泛。ZVS-FB-PWM變換器具有以下優(yōu)點(diǎn)：應(yīng)用移項(xiàng)控制，控制簡單；電壓、電流應(yīng)力??；功率密度大；開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)，提高了電路的效率等。但它也存在著一些弊端：為了實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)致使占空比損失，尤其是在開關(guān)過程中存在環(huán)流問題，產(chǎn)生了不必要的損耗，阻礙了電路效率的提高。本文提出了一種新穎的ZVZCS-FB-PWM變換器，有效地解決了ZVS-FB-PWM變換器存在的環(huán)流問題。

ZVZCS-FB-PWM變換器
拓?fù)潆娐芳肮ぷ髟?br/>ZVZCS-FB-PWM變換器的拓?fù)潆娐芳肮ぷ鞑ㄐ畏謩e如圖1和圖2所示。在一個開關(guān)周期中，該變換器有十六個開關(guān)狀態(tài)。在分析之前，作如下假設(shè)：所有開關(guān)管、二極管、電感、電容和變壓器均為理想器件；LS≥LLK；LS足夠大，在一個開關(guān)周期中，其電流基本保持不變?yōu)镮O。
模式1：【t0-t1】
t0時刻，S1和S4同時導(dǎo)通，電容C5通過二極管D5充電。副邊電壓被嵌位在，在諧振過程中儲存在漏感中的能量傳遞到副邊，一次側(cè)電流IP可表示為：

其中n為原邊與副邊之比。通過C5的電流IC可表示為：
IC = 
C5的充電時間和變壓器的漏感LLK、Vin和C5有關(guān)。
模式2：【t1-t2】
t1時刻， C5的電壓達(dá)到最大值，D5截至。副邊電壓變?yōu)?能量通過S1、變壓器和S4傳遞給負(fù)載。
模式3：【t2-t3】
t2時刻，S1關(guān)斷，C1開始充電，C3開始放電。S1兩端的電壓為

如果C1和C3比較大，S1兩端的電壓在開關(guān)管關(guān)斷過程中被嵌位在零附近，因此S1為零電壓關(guān)斷。在這個過程中，副邊電壓也以IO/(C1+C3)的斜率下降。當(dāng)C1兩端的電壓上升到Vin,C3兩端的電壓下降到零后，S3的反并二極管D3導(dǎo)通，S3兩端的電壓被嵌位在零，此后可以開通S3，則S3為零電壓開通。S1和S3的死區(qū)時間Td應(yīng)滿足下面的條件才能實(shí)現(xiàn)超前橋臂的零點(diǎn)開通：

模式4：【t3-t4】
t3時刻開通S3，由于D3導(dǎo)通，S3兩端的電壓被嵌位在零，所以S3為零電壓開通。此時雖然S3已經(jīng)開通，但沒有電流流過。電流流過D3、變壓器和S4在原邊形成環(huán)流，造成了不必要的損耗，阻礙了電路效率的提高。在這個模態(tài)中，原邊電流IP可表示為：

其中VLK為加在變壓器漏感LLK兩端的電壓?？傻茫呺娏飨陆禐榱闼枰臅r間Treset為：

為了使原邊電流迅速下降為零，在開通S3的同時開通S5。當(dāng)S5開通后，副邊電壓變?yōu)?，原邊電壓變?yōu)?。使原邊電流迅速下降到零，減少了環(huán)流損耗，同時為滯后橋臂的零電流開通提供了條件。
模式5：【t4-t5】
t4時刻，原邊電流降到零，副邊整流二極管DS1關(guān)斷，電容C5通過S5為負(fù)載提供能量。
模式6：【t5-t6】
t5時刻，關(guān)斷S5，電容C5停止向負(fù)載提供能量。副邊電壓變?yōu)榱?，DS1和DS2同時導(dǎo)通進(jìn)行續(xù)流。在此過程中沒有電流流過原邊。
模式7：【t6-t7】
t6時刻，關(guān)斷S4，此時沒有電流流過S4，因此S4為零電流關(guān)斷。因?yàn)镮GBT中的少數(shù)載流子已經(jīng)被結(jié)合，所以沒有脫位電流存在。
模式8：【t7-t8】
t7時刻，開通S2，由于漏感LLK的存在，流過原邊的電流不能突變，因此開關(guān)管S2為零點(diǎn)壓開通。原邊電流IP可表示為：

此時原邊電流不能提供足夠大的負(fù)載電流，副邊整流二極管仍然同時導(dǎo)通進(jìn)行續(xù)流。
模式9：【t8-t9】
t8時刻，原邊電流IP達(dá)到最大值，整流二極管DS1關(guān)斷。電源通過S3、變壓器和S2向負(fù)載傳遞能量。
以上為ZVZCS-FB-PWM變換器的半個周期，下半個周期的開關(guān)過程與上半個周期類似。

新拓?fù)潆娐返膬?yōu)點(diǎn)
超前橋臂和滯后橋臂實(shí)現(xiàn)了
軟開關(guān)(ZVZCS)
該電路通過在前橋臂附加兩個電容實(shí)現(xiàn)了前橋臂的零電壓開通和關(guān)斷；在次級加上嵌位電路實(shí)現(xiàn)了后橋臂的零電流開通和關(guān)斷。與通常的ZVZCS-FB-DWM變換器相比，沒有加入阻性元件來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，因此，避免了額外的損耗和占空比損失，并且減小了開關(guān)管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力。
大大減少了環(huán)流損耗
在全橋環(huán)流過程中Treset跟VLK和漏感成正比。當(dāng)副邊沒有嵌位電路時，加在變壓器漏感LLK兩端的只是漏感自感電壓，一般只有幾十伏，導(dǎo)致Treset比較大，在此過程中會有很大的環(huán)流損耗；當(dāng)副邊帶有嵌位電路時，在開通S2和S4時同時開通嵌位開關(guān)管S5，副邊電壓變?yōu)?，副邊反射到原邊的電壓等于n(大于等于Vin)，從而使原邊電流迅速下降到零，大大減少了環(huán)流損耗，提高了系統(tǒng)的效率，并且可以增大電路的功率。
提高了占空比
在開關(guān)模式5中，雖然電源沒有給負(fù)載供電，但是儲存在C5中的能量繼續(xù)傳給負(fù)載。使得Vrect=VC5副邊高電壓時間大于原邊，如圖3所示。其中DLt為傳導(dǎo)損失時間；DBt為次級提升時間；Ts為開關(guān)周期。

因?yàn)镈Bt>DLt，所以副邊電壓占空比大于原邊。
采用新拓?fù)潆娐分谱髁艘慌_功率為1.2kW，頻率為100kHz的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。電路的主要參數(shù)為：輸入直流電壓200V；輸出直流電壓48V；輸出最大電流25A；主開關(guān)管IGBT (G4PC50FD)；嵌位開關(guān)管MOSFET(IRF44)；變壓器原邊與副邊之比為20：7；變壓器的漏感2.4m；嵌位電容6.8m；輸出濾波電容470m；輸出濾波電感39.2m；整流二極管為BQY28。該樣機(jī)的最大效率可達(dá)到94.2%。

結(jié)語
本文提出了一種新穎的副邊帶有有源嵌位電路的ZVZCS-FB-PWM變換器，有效地解決了ZVS-FB-PWM變換器存在的環(huán)流問題，提高了電路的效率，增加了變換器的占空比，并且可以使電路的功率大于10KW。本拓?fù)湟泊嬖谝恍┤秉c(diǎn)，如嵌位電路的開關(guān)管工作在硬關(guān)斷狀態(tài)，這有待于進(jìn)一步地研究和改進(jìn)?！?/p>

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