利用單片機實現(xiàn)有源功率因數(shù)校正

隨著現(xiàn)代家用電器開始采用變速感應(yīng)電機、無刷直流電機和開關(guān)磁阻電機，有源功率因素校正（APFC）電路變得非常重要。這些電機工作時需要使用大容量直流電源供電的多相逆變器。盡管利用簡單的二極管整流橋和電容就可以產(chǎn)生小型電機所需要的直流電壓，但這種方法用于較大的電機時會在電源線上產(chǎn)生大電流諧波。多數(shù)新電器都需要利用APFC電路來滿足IEC 61000-3-2對電流諧波的要求。此類APFC電路還使得功率因數(shù)可接近于1，從而大大降低從交流電源線上吸取的電流有效值（RMS）。
利用單片機作為APFC控制器使設(shè)計人員可獲得出色的功率因數(shù)性能與較低的電流諧波失真。此外，單片機還提供了生產(chǎn)的可行性和設(shè)計的靈活性，同時還使產(chǎn)品具有高級智能特性。

單片機方法的優(yōu)點
采用單片機實現(xiàn)APFC電路要比采用獨立的專用芯片解決方案復雜一些。設(shè)計人員必須編寫單片機程序來初始化單片機外設(shè)并實現(xiàn)控制算法。最明顯的影響就是開發(fā)時間變長，因此也意味著開發(fā)成本更高。然而，基于單片機的解決方案確實具有一些突出的優(yōu)點。
制造靈活性
第一個顯著的優(yōu)點是制造靈活性。單片機允許一個設(shè)計用于多種產(chǎn)品。在生產(chǎn)線的最后環(huán)節(jié)，產(chǎn)品硬件組裝完成后，可將各產(chǎn)品的軟件代碼燒入到單片機中。
監(jiān)控復雜情況
單片機還能夠監(jiān)控復雜情況，并實現(xiàn)高級安全功能，而這在純模擬解決方案中是很難實現(xiàn)的。例如，如果設(shè)計中有溫度傳感器，那么就可以通過溫度函數(shù)實現(xiàn)可編程電流或功率限制。
數(shù)字通信
盡管目前的大多數(shù)電器并不需要通訊能力，但未來的電器可能需要APFC電路具備與其它系統(tǒng)通訊的能力。使用單片機可方便地提供這一功能。

APFC電路
APFC電路在輸出端有一組電容器。這組電容器作為電量存儲器提供負載所需要的瞬時電流。此電路的電源來自交流電源線，從而保證存儲電容器以恒定的平均電壓充電。APFC控制器對從交流電源線輸入的電流進行整形，從而保持功率因數(shù)最大，并使諧波成分盡可能小。對于設(shè)計正確的電路，APFC電路對于交流電源來說就像一個理想電阻。
圖1  APFC電路的簡化框圖。
圖1中升壓轉(zhuǎn)換器電路可產(chǎn)生直流輸出電壓VOUT，VOUT通常在360至400 VDC。在該應(yīng)用中，升壓轉(zhuǎn)換器的輸入是交流電壓經(jīng)過二極管整流橋BR1整流后的輸出。通常采用的通用單相APFC電路可接受88至230 VAC的輸入電壓范圍。
在二極管整流橋BR1和升壓轉(zhuǎn)換器電路之間由一個電流傳感器相連。傳感器的輸出電壓VIL與升壓轉(zhuǎn)換器線圈中的電流成正比。
一個脈寬調(diào)制器（PWM）發(fā)生器發(fā)送脈沖到升壓變換器，后者生成與PWM脈沖同步的鋸齒波形。這一波形再送到PWM比較器的反向輸入端。比較器的非反向輸入端連接誤差放大器的輸出。誤差放大器通常包括環(huán)路補償功能。當斜坡上升的鋸齒波信號超過誤差放大器的輸出電壓時，中止PWM脈沖。這樣，PWM的占空比將根據(jù)誤差放大器的電壓而變化。
通過測量電流傳感器輸出和來自數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC）的目標電壓間的差別，誤差放大器控制著電流環(huán)。如果輸出電流太低，將使誤差信號變大，引起PWM占空比增加。因此，線圈電流增加，從而使電流傳感器輸出接近目標電壓。相反，如果輸出電流太高，誤差信號和PWM占空比將減小，從而使輸出電流下降。這一過程使得誤差放大器、PWM比較器、PWM發(fā)生器和升壓變壓器對于二極管整流橋BR1就像一個電壓可編程的電流源。由于誤差放大器控制著線圈平均電流，從而也控制著升壓轉(zhuǎn)換器輸入電流，因此這種控制環(huán)在電源行業(yè)通常被稱為平均電流控制。
DAC作為可編程分壓計將輸入到其參考電壓輸入端的整流交流波形按比例縮小。DAC的輸出電壓是整流后交流波形和輸入到DAC的數(shù)字碼的乘積。當數(shù)字碼增加時，DAC的比例系數(shù)也增加。DAC的這一乘法效應(yīng)對于APFC電路非常關(guān)鍵，因為升壓轉(zhuǎn)換器電流就是利用它來調(diào)整的。
由于DAC輸出用做驅(qū)動PWM比較器的目標電壓，因此升壓轉(zhuǎn)換器電流將與整流AC電壓波形一樣。理論上，在二極管整流橋BR1的輸入端，電流和電壓波形是完全一樣的，兩者完全同相，從而使功率因數(shù)等于1。然而，在實際電路中，由于各元器件的非線性，電流波形可能在接近過零點的地方有些失真并存在一些諧波失真。在低負載時，這些失真更為突出。當負載增加時，波形的失真與電流幅值相比通常很小，因此對于總體的功率因數(shù)數(shù)值沒有明顯的影響。
為控制APFC輸出電壓，本例中的單片機利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）讀取APFC輸出電壓VOUT，計算誤差并執(zhí)行比例積分微分（PID）算法。然后，PID計算的結(jié)果被寫入DAC。例如，如果輸出電壓與預期相比太低，那么PID計算結(jié)果將變大，從而使DAC比例因數(shù)也變大。這一效應(yīng)將導致升壓轉(zhuǎn)換器輸出電流增加。因此，輸出電壓VOUT也將增加，從而使電壓誤差變小。

單片機選擇
本例中選用的PIC16C782 8位單片機是第一個提供了合適的混合信號外設(shè)的單片機產(chǎn)品之一，從而可在硬件中實現(xiàn)PWM閉環(huán)控制。不久將推出的PICmicro(r) 單片機還將提供增強型捕捉/比較/PWM（ECCP）外設(shè)，可以與模擬比較器配合實現(xiàn)實時硬件閉環(huán)控制。

測試數(shù)據(jù)
在實驗室中，對APFC原型電路在420W和130W兩種負載條件下進行了測試，測量得到的功率因數(shù)分別為0.996和0.963。
兩種負載條件下的電壓和電流波形圖見圖2和圖3。在電流波形中，顯示出少量噪聲，但不影響APFC工作。通過一些額外的設(shè)計考慮可以消除這一噪聲。
圖2  420W負載時的電壓和電流波形(PF=0.996)
圖3  130W負載時的電壓和電流波形(PF=0.963)
圖4和圖5分別給出了420W負載情況下有APFC電路和沒有APFC電路時的電流波形的諧波情況。因為許多電機驅(qū)動的電器都屬于IEC 61000-3-2規(guī)定中的A類設(shè)備，因此在圖中以同樣的比例給出了A類設(shè)備的電流諧波限制，以便于比較。請注意，沒有采用APFC電路的情況下，電流諧波已經(jīng)超出了IEC 61000-3-2標準的要求。
圖4  420W負載時的電流諧波(有APFC電路)
圖5  420W時的電流諧波(無APFC電路)