簡化的同步整流

　　同步整流的優(yōu)點眾所周知。功率FET的正向壓降一般明顯低于硅整流器的正向壓降，甚至低于肖特基二極管的正向壓降。

　　對設計過同步整流器電路或正考慮這樣做的人來說，問題也是顯而易見的。除了定時問題以外，另一問題是柵極驅動電壓隨著輸入及更加復雜的變壓器設計而變化，更不消提知識產權問題，因為許多同步整流器設計已取得專利。

　　本文討論一種新穎的解決方案，采用一個自供電兩端同步整流器器件。

　　同步整流的趨勢

　　隨著效率重要性的增加，采用同步整流器也越來越普遍。這是因為總線電壓趨向接近1伏，而電流要求以反比增長。一個典型的硅整流器在其正向偏置模式中的壓降約為1伏。同樣地，一個肖特基二極管在其正向偏置模式中的壓降約為0.5伏。同步整流器的正向壓降取決于MOSFET的導通電阻和器件中的正向電流?；谕秸髌鞯碾娫崔D換器的正向壓降范圍普遍為50 mV到200 mV。

　　對于3.3伏的輸出電壓，如果采用肖特基二極管，變壓器的輸出電壓須為3.8伏，而如果采用正向壓降為100 mV的同步整流器，則變壓器的輸出電壓須為3.4伏。肖特基型整流器的效率為3.3 V/3.8 V，或86%，而同步整流器的效率為3.3 V /3.4 V，或97%。僅輸出段的效率就提高了11%。通過前級減小的輸出電源紋波，及減小其他元組件上的應力，包括變壓器、電源開關和輸入濾波器，以節(jié)約功率和成本。

　　同步整流更加重要，因為各種經濟體均采用環(huán)保政策，如美國能源之星(Energy Star)提議的新要求。能源之星計劃為基于銘牌功率水平的電源提出特定最低能效要求。比如，任何額定值為51瓦或以上的電源效率必須至少為85%。對于較低的功率水平，可以用公式計算能源之星額定值的最小允許效率。

　　許多設計人員，因其設計復雜或知識產權問題而不愿采用同步整流器。減輕設計工作后，同步整流可以與兩端二極管一樣簡單。過去二十年在同步整流器電路方面作了許多工作，因此在各類實踐應用中出現(xiàn)了許多專利。這對于電路設計人員是一個挑戰(zhàn)，要么繞過現(xiàn)有的知識產權，要么就只能支付專利費。

　　兩端器件

　　實現(xiàn)與兩端整流器功能相當?shù)钠骷?，必須包括一個MOSFET，一個控制該器件以及內部偏置電源的非常快速且非常敏感的電路。這樣的電路如圖1所示。

　　與同步整流器一樣，功率MOSFET工作在第三象限。比較器檢測MOSFET上的電壓，當體二極管正向偏置時，比較器導通MOSFET。這部分電路面對的挑戰(zhàn)是讓比較器隨著小的過載信號快速開關，并且以大驅動電流快速開關MOSFET。


圖1  自供電同步整流器的簡化電路圖

　　穩(wěn)壓器模塊由一個電流源和比較器組成，根據(jù)內部電容上的電壓啟動或關閉電流源。必須快速對電容充電，以便在窄占空比工作模式中，如在電流限制或啟動時，將電容充電至5伏，為MOSFET提供最大的柵極驅動。

　　比較器輸入端有一個具穩(wěn)定作用的小偏置電壓。如果偏置電壓要改變極性，在輕載工作模式，此時比較器將看到體二極管的正向壓降，同時導電開始并且導通MOSFET。在輕載工作模式中，正向電流將足夠低，以使FET電阻上的正向壓降低于偏置電壓。在這種情況下，器件將回退并再次檢測體二極管上的壓降。這樣會產生振蕩。

　　這種方案的優(yōu)點在于使電路設計人員輕松實現(xiàn)同步整流器。另一個優(yōu)點在于開關速度一致，因為柵極驅動電壓恒定。在分立同步整流器設計中，柵極一般由變壓器線圈驅動。因此，柵極上的電壓隨輸入電壓而變化。柵極電壓越高，關斷時的延遲時間越久，因為柵極電容必須比低線時在更大的電壓范圍內放電。

　　例如，如果MOSFET的柵極導通電壓為2.5伏，柵極驅動為5伏，那么驅動器必須放電柵極2.5伏才能開始其關斷過程。在高線時，柵極電壓可以高達20伏，要求驅動器在關斷過程開始之前必須放電柵極12.5伏。所以開始關斷MOSFET所需的放電就是五倍，產生的定時差別就是幾十納秒。

　　內部穩(wěn)壓電源的另一個優(yōu)點在于它用在諧振轉換器時。因為諧振轉換器中波形的dv/dt相對較小，所以直接用變壓器線圈驅動MOSFET是不可行的。通過在幾十納秒中提供快速方波柵極驅動讓此電路克服了這個問題，而與轉換器的電壓波形無關，因此解決了諧振轉換器的一個主要問題。

　　適用于此設計的兩種應用是之前討論過的諧振轉換器和非連續(xù)反激轉換器。采用這種器件已經建造了幾種非連續(xù)反激轉換器，而且與肖特基型整流器相比，效率提高了2%到10%。效率提高的優(yōu)勢體現(xiàn)在幾個方面。散熱器減小了，成本降低了，空間和重量減小了。不僅是整流器，還有電源開關和變壓器的內部溫度也降低了，從而提高了系統(tǒng)的可靠性。

　　用非連續(xù)模式反激轉換器對這一器件進行測試。它設計工作在36到72 Vdc的標準電信輸入范圍內。根據(jù)此器件的初始測試，測量到效率明顯地提高。以肖特基二極管(MBRB4030)，然后以BERS(NIS6111)同步整流器進行效率測試。功率FET的溫度也明顯降低，因為電路中同步整流器產生的功率也下降了。圖2所示  5安培負載條件下，F(xiàn)ET溫度下降了20℃到40℃。從而能節(jié)約散熱器并提高可靠性。

　　設計考慮

　　采用這類器件需要理解幾方面的設計考慮。最重要的考慮之一是需要足夠的反向電壓保持控制電路工作。如圖1所示，穩(wěn)壓輸入使芯片的偏置電源對內部電容充電。此輸入工作在完全柵極驅動的反向電壓要求為6.5到28伏。電容充電時間大約為200 ns，所以不需要長脈沖。在許多情況下，穩(wěn)壓輸入引腳可以與陰極引腳直接連接，以得到真正的兩端工作。如果陰極沒有足夠的電壓，此引腳可以連接到變壓器上的一個插頭。輸出電壓非常低時會發(fā)生此類情況，此時電壓范圍在3伏以下，實例如圖2所示。


圖2  肖特基與BERS的電源轉換器效率比較


圖3.  低輸出電壓轉換器原理圖中的升壓線圈

　　器件在下降柵極驅動工作，穩(wěn)壓輸入電壓為5.2伏。在電容上保持足夠的電壓，使FET導電，是非常重要，這樣主電流就不會流過體二極管，因為這將顯著提高器件的功耗。必須對所有情況下的電路進行分析，包括輸出電容上無電壓的啟動和短路時。在這些情況下，穩(wěn)壓輸入引腳上的電壓完全來自變壓器線圈，因此匝數(shù)比必須作相應設計。例如，如果低線輸入電壓為36伏，最大匝數(shù)比應為36/5.2或6.9:1。雖然稍小的匝數(shù)比在這些時段將提高柵極驅動，但這能確保器件在導通情況下工作。

　　如前所述，比較器上有一個小偏置電壓，以確保器件在輕載時的穩(wěn)定性。因為偏置的極性，關斷整流器需要一些反向電流。FET電阻最大值為5毫歐，最大偏置電壓為5 mV，所以所需的最大反向電流為5 mV/5mW，或1安培。這是器件的限制，限制其在一些電路中使用，如正向轉換器中的上部整流器。在“二極管”反向偏置的情況下，如果變壓器重置而且在許多應用中可能沒有1安培電流，造成芯核重置問題。

　　再參考圖1，芯片的各個引腳上都有功率FET的柵極、漏極和源極。這樣就使它可以連接外部FET，以降低損耗。其他FET在減小等效“二極管”導通阻抗的同時，也可以稍微增加開關時間，也提高了關閉器件所需的反向電流。反向電流是偏置電壓與等效導通電阻的商，所以額外的并聯(lián)FET將所需的反向電流提高一倍。

　　和其他電子器件一樣，最大額定值必須符合器件的熱工作。

　　結語

　　因為微處理器總線電源的趨勢是電壓越來越低，電流越來越大，所以同步整流器在電源轉換中越來越重要。因為柵極驅動電平的變化，以及諧振轉換器特有的問題，所以電流驅動電路存在一定的限制。帶穩(wěn)壓內部電源電壓的自驅動FET可以解決這些問題，并且簡化了電源工程師的設計工作。