新一代LED區(qū)域照明應用的考量(07-100)

　　這個電路圖顯示了非隔離轉換器電路的最基本實現(xiàn)方式，對電源轉換技術有經驗的讀者將可以看出，這是一個將交流主電源電壓以D1到D4進行整流，接著通過由電感器L1、MOSFET開關Q1、輸出電容C4以及控制器所組成降壓電路轉換到較低電壓的簡單降壓式轉換電路。在這個90到135 Vac輸入的特定電路中，由并行電流傳感電阻R4、積分電路R6和C6以及光電耦合器所組成的簡單反饋網絡可以讓這個電路以定電流輸出模式運作。通常在非隔離式設計中并不需要光電耦合器，但在這里用它來對LED串頂端的電流傳感信號進行移位處理，這個電路的特殊實現(xiàn)方式使得它能夠提供高功率因數(shù)和定電流輸出，降壓輸入電容C2，通常又稱為降壓電容則必須對輸入橋式整流電路上所出現(xiàn)的120 Hz全波整流波形擁有高阻抗，否則功率因數(shù)就會如電容式輸入濾波器一樣出現(xiàn)大幅劣化的情況，這個電容的典型值大約在0.1μF到0.47μF的范圍，主要依電路的目標輸出功率而定。

　　電感L1在設計上主要是電感值要夠低以便讓降壓式轉換器可以在非連續(xù)導電模式下運作，這對電路的高功率因數(shù)相當重要，這也代表了在開關斷開的時間內，儲存于電感器中的能量會下降到0，同時流經它的電流也會在Q1導通進行下一個開關周期前停止。通常降壓式轉換器會以連續(xù)導電模式運作，二極管D6在Q1斷開時導通，同時電感器電流永遠大于0，后者需要較高的L1電感值，不過扼流圈中的電流紋波成份可以變得相當?shù)?，將有助于通過C4的電容性濾波輸出降到最低。在非連續(xù)導電模式中，C4的值也可以相當小，原因是它只需用來濾除電流波形中的高頻開關成份，LED負載上出現(xiàn)的輸出紋波波形為降壓轉換器輸入端120Hz脈波式直流的縮小版本，C4的典型值大約在1到5 μF，同時應該采用低ESR的聚丙烯薄膜電容。

　　NCP1216控制器在實現(xiàn)上是以占空比或MOSFET的脈波寬度通過由光電耦合器所提供引腳2上的反饋信號控制，電阻R3將控制器設定為傳統(tǒng)的PWM模式而非電流模式，反饋信號通過由R6和C6組成的RC網絡積分，因此120Hz波形的平均直流值被用來做為反饋信號，這個網絡形成了大約在10 Hz處的低頻極點，因此光電耦合器不會對輸出紋波的120Hz波封進行反應，所得到的結果則是MOSFET會在開關周期中維持固定的導通時間，這個低帶寬閉環(huán)路情況對高功率因數(shù)而言也是必要條件，因此由以上所描述的電流運作可以看出，降壓式轉換器的輸入阻抗看起來為純電阻，也使得輸入主電流波峰會和輸入電壓波峰一樣，同時功率因數(shù)會接近一單位，而控制器也能夠維持不受主電源線路電壓或LED順向壓降影響的平均電流大小，提供給LED負載穩(wěn)定的固定平均電流輸出，電流環(huán)路的增益為光電耦合器電流轉換函數(shù)斜率的函數(shù)，能夠適用于典型的定電流運作LED負載。

　　這個電路配置事實上有一些限制，最高串行連接LED正向電壓(Vf max)為最低交流輸入電壓、輸出電容C4以及NCP1216最高占空比的函數(shù)，這個數(shù)字可以由下列的簡單相對關系取得：Vf max (dc)=0.55Vac (min)，因此對90到135Vac的輸入來說，如果固定光度輸出必須維持到壽命終了，我們可以得到Vf max=0.55×90=49.5Vdc，如果Vf比這個數(shù)字高上很多，那么輸出將會開始出現(xiàn)電流下滑。此外，如前面所討論，要達到良好的功率因數(shù)，流經電感器的電流必須為非連續(xù)，因此帶來了最低LED數(shù)量的限制。最佳電感值將受到主電源線路電壓和LED燈串整體串行順向壓降Vf的影響，測試顯示，假設主電源線路電壓變化在標準情況，同時LED的Vf介于最高Vf到它的50%之間，以下的電感值將適用于大部分的離線式應用，假設PWM控制器的開關頻率為100kHz，那么在90到135Vac的輸入范圍內，平均LED電流為350mA時的電感值在220到250μH之間，對190到285Vac的輸入范圍，350mA平均LED電流的電感值則為390到470μH，圖2和圖3分別描述了正常工作條件下的功率因數(shù)和電流調整表現(xiàn)。

　　圖2 輸入電壓和電流波形Vin = 115 Vac, Vf = 31V, Iout = 350 nom