Boost變換器中SiC與IGBT模塊熱損耗對比研究*

*基金項目：湖南省教育廳科學研究優(yōu)秀青年項目(20B393)

0   引言

功率模塊相對于小功率的分立器件，具有更大的體積和功率，因此常用于大功率電能變換器領(lǐng)域，在大功率DC/DC 變換器行業(yè)，雖然Si IGBT 模塊仍然占據(jù)了統(tǒng)治地位，但隨著碳化硅(SiC) 模塊技術(shù)和工藝的逐步成熟，SiC 模塊將會逐步替換原來的Si IGBT;原因在于SiC模塊具有寬禁帶、耐高溫、耐高壓和低損耗的優(yōu)點，根據(jù)行業(yè)統(tǒng)計數(shù)據(jù)，SiC 模塊的關(guān)斷損耗比Si IGBT減小88%，開通損害降低34%，單位面積的導通阻抗更小( 硅IGBT 的1/3~1/5)，且具有更快開關(guān)速度( 硅IGBT的5~20 倍)，同時還具備高溫工作能力(SiC 器件的電路可在500 ℃ 下穩(wěn)定工作)，SIC 模塊與其他主要類型功率器件參數(shù)對比表如表1 所示^[1]。

表1 主要類型功率器件與SiC參數(shù)對比表

從表1中的數(shù)據(jù)可以看出，SiC禁帶寬度、擊穿場強、熱導率等性能都遠強于Si IGBT。目前國際上大功率SiC模塊生產(chǎn)廠家主要有科銳、羅姆、英飛凌、三菱電機株式會社、意法半導體等，市場占有率最大的科銳公司其量產(chǎn)模組中單管已經(jīng)達到了1 200 V/765 A。我國也涌現(xiàn)出一批有實力的廠商，從芯片的設(shè)計、研發(fā)到制造和封裝測試，正在形成一個完整的產(chǎn)業(yè)鏈，代表性的國產(chǎn)SiC功率器件生產(chǎn)廠家有：忱芯科技、中國中車、深圳基本半導體有限公司等，其中忱芯科技最大功率SiC 模組已經(jīng)達到了1 700 V/700 A，可以看出，目前SiC 單個模塊的功率等級已經(jīng)接近或者達到了IGBT模塊的功率等級，在大功率電能變換領(lǐng)域，SiC 模塊替代IGBT 模塊成為了可能，因此對SiC 與IGBT 模塊開展熱損耗的對比研究很有現(xiàn)實意義。

針對SiC 模塊的應用研究，目前主要集中在動態(tài)性能、功率損耗計算和不同器件的對比分析^[2-3]，關(guān)于功率損耗計算方法的研究，文獻^[4]給出了SiC 的開關(guān)損耗模型和計算公式，但損耗的具體計算需要依賴器件的3D數(shù)據(jù)表，該數(shù)據(jù)表的獲取存在難度；在SiC模塊的性能參數(shù)對比研究方面，文獻^[5]通過仿真的方式對SiC與Si MOS進行了熱損耗對比研究，但缺乏試驗驗證。本文在以上研究的基礎(chǔ)上，對SiC 和IGBT 器件在Boost變換器電路應用中的熱損耗進行對比研究，力求提供具有實用價值的SiC和IGBT模塊熱損耗計算公式，再將這兩類模塊的熱損耗差異進行對比，直觀的體現(xiàn)出這兩類模塊的熱損耗差異，最后進行仿真和試驗驗證。

1   Boost變換器與熱損耗估算

1.1 熱損耗估算結(jié)果對比分析

功率器件的熱損耗主要分為導通損耗、開通損耗、關(guān)斷損耗和分布電容引起的附加損耗，其中主要損耗為導通損耗、開通損耗、關(guān)斷損耗和反向恢復損耗，以下對這4 種損耗的計算方法進行研究。

1.2.1 導通損耗估算方法

由于SiC 和IGBT 導通過程中存在壓降，因此兩種器件均存在導通損耗，穩(wěn)態(tài)時導通損耗可用式（1）計算。

式中E_cond代表導通過程中產(chǎn)生的熱量；代表結(jié)溫為Tvj 時功率器件的開啟電壓；代表結(jié)溫為T_vj時功率器件的等效電阻；I_C為功率器件中的電流。Boost電路中，VT器件管和輸出二極管VD均存在導通損耗。

根據(jù)Boost電路的工作規(guī)律，VT管在D?T的時間內(nèi)導通，其中D為占空比，T為周期,VT管導通損耗功率E_cond.vt為：

1個周期內(nèi)輸出二極管VD 在VT 關(guān)斷的過程中導通，因此輸出二極管導通損耗P_cond.vd可以用式（3）計算：

1.2.2 開通損耗估算方法

開通損耗t_on是指功率器件從關(guān)閉狀態(tài)到導通的過渡過程中的電流上升到正常值的10% 開始，到功率器件兩端的電壓下降到標稱值的2% 是結(jié)束，將這段持續(xù)的時間成為t_on，在t_on的持續(xù)時間內(nèi)所消耗的能量為開通損耗功率P_on^[6]。

圖1 開通時間波形圖

開通損耗平均功率P_on由下面的公式定義：

由式（4）可知，E_on的大小與開關(guān)管中的電流和電壓有關(guān)，除此之外，還與功率器件的節(jié)溫有關(guān)，在實際應用中，由于難以獲得功率器件精確的數(shù)學模型，因此常用試驗和估算的方法，根據(jù)器件手冊提供的數(shù)據(jù)和曲線，利用插值的方法，可以用式（5）估算。

式中f_sw為功率器件的開關(guān)頻率，為手冊中在節(jié)溫為T_VJ時，在特定電流I_norm和電壓U_norm下工作時給出的開通損耗，I_in和U_o為Boost電路的輸入電流和輸出電壓，在Boost電路中，每個周期內(nèi)VT 存在一次開通損耗。

圖2 關(guān)斷時間波形圖

1.2.3 關(guān)斷損耗估算方法

關(guān)斷損耗P_off是指功率器件從導通狀態(tài)到關(guān)斷的過渡過程中，功率器件兩端電壓上升到正常值的10% 開始，到功率器件中的電流下降到標稱值的2% 時結(jié)束，將這段時間成為t_off，在t_off的持續(xù)時間內(nèi)所消耗的能量可以用式（6）來計算^[6]。

與開通損耗相類似，E_off的大小與開關(guān)管中的電流、電壓有關(guān)和節(jié)溫有關(guān)，在實際應用中，同樣難以獲得功率器件精確的數(shù)學模型，因此常用采用試驗和估算的方法，根據(jù)器件手冊提供的數(shù)據(jù)和曲線，利用差值的方法，可式（7）估算：

式中為手冊中在節(jié)溫為T_VJ時，在特定電流I_norm和電壓U_norm下工作時給出的通損耗，I_in和U_o為Boost電路的輸入電流和輸出電壓，在Boost電路中，每個周期內(nèi)VT存在一次關(guān)斷損耗。

1.2.4 SIC和IGBT器件的總損耗估算結(jié)果對比

如果不計分布電容、分布電感引起的附加損耗，則功率器件的總損耗功率為導通損耗P_cond、開通損耗P_on和關(guān)斷損耗P_off 三者之和。

通過器件手冊可知，IGBT模塊中二極管的開關(guān)損耗主要為反向恢復損耗P_rec，而SiC 模塊中的二極管損耗非常小，可以忽略不計。

為了便于計算和對方分析，以氫燃料汽車車中廣泛使用30 kW DCDC變換器為研究對象，其主要參數(shù)如表2 所示。

表2 DCDC工作參數(shù)

根據(jù)表2中的參數(shù)，功率器件使用IGBT 作為功率模塊時，選用英飛凌公司的FF200R12KE4器件，使用SiC 作為功率模塊時，選用英飛凌的FF6MR12KM1功率器件，二者耐壓等級均為1 200 V，F(xiàn)F200R12KE4最大連續(xù)直流電流為I_C=200 A ，F(xiàn)F6MR12KM1 最大連續(xù)直流電流為I_d=250 A；二者的最大節(jié)溫均為175 ℃，假定模塊工作時實際節(jié)溫為T_VJ=125 ℃，使用功率模塊的體二極管作為輸出二極管，通過手冊查出兩種器件在節(jié)溫125℃的參數(shù)如表3所示^[7-8]。

表3 功率器件參數(shù)表

通過Boost 電路占空比計算公式可得額定點的占空比D≈ 0.5；為了直觀的體現(xiàn)這兩種器件熱損耗的差異，編寫Matlab 腳本程序，計算DCDC 變換器在f_sw=5kH~f_sw=50 kHz工作范圍內(nèi)，將上表中得數(shù)據(jù)帶入相應的計算公式，得到如下圖所示的對比曲線。

圖3 不同頻率下IGBT與SiC熱損耗對比圖

2   仿真結(jié)果對比分析

以表2 中DCDC 工作參數(shù)為輸入，建立以SiC(FF6MR12KM1) 和IGBT(FF200R12KE4) 模塊為功率器件的兩種仿真模型，通過PLECS 軟件對不同開關(guān)頻率下功率器件的損耗和結(jié)溫進行對比仿真，從圖4 左上角熱損耗功率仿真對比圖可以看出，頻率在5 kHz 及以下時，由于功率模塊的損耗主要為導通損耗，因此SiC 模塊和IGBT 模塊的熱損耗比較接近，但是工作開關(guān)隨著頻率的增加，IGBT 模塊的熱損耗快速加大，SiC 模塊的熱損耗緩慢增加，與此相對應，從圖4 右上角的結(jié)溫對比圖可以看出，隨著頻率的增加，IGBT模塊的結(jié)溫迅速增加，SiC模塊的結(jié)溫增長緩慢，說明這兩類器件中，SiC 器件替代IGBT 模塊，更有助于提供工作頻率。

從圖4 的仿真值與理論計算值的對比圖可以看出，仿真值與計算值的計算結(jié)果比較接近，二者之間的差異在20%的范圍以內(nèi)，證明的了理論計算公式的正確性和準確性。

圖4 仿真結(jié)果對比圖

3   試驗驗證

3.1 試驗平臺

為了驗證了前文熱損耗估算和仿真結(jié)果的正確性，分別使用SiC(FF6MR12KM1) 和IGBT(FF200R12KE4)兩種模塊在30 kW 的試驗平臺上進行試驗，試驗平臺有Boost 升壓變換器、直流可以電源、電阻負載四部分組成。30 kW 試驗電源參數(shù)如表2 所示。

圖5 試驗平臺

3.2 試驗結(jié)果分析

通道4為功率模塊兩端的電壓，通道2為BOOST變換器的輸入電流。

圖6 工作波形圖

通過測量功率模塊的輸入功率和輸出功率計算模塊在不同工作頻率下的熱損耗，當使用IGBT 模塊工作時，分別測量工作頻率為5、10 和15 kHz 時的熱損耗，當使用SiC 模塊時，分別測量5、10、15、20 和50 kHz工作頻率時的熱損耗；將所測得的實際值連接成直線，實際值、計算值和仿真值對比如圖7 所示。

從圖7 可以看出，試驗結(jié)果與仿真、理論估算的結(jié)果相吻合，工作頻率較低時，試驗值比估算值偏小，工作頻率較高時，試驗值比仿真偏大，造成這種現(xiàn)象的主要原因在于工作頻率較低時，熱損耗小，功率模塊的節(jié)溫低，隨著頻率的增加，熱損耗逐漸增加，功率器件的節(jié)溫也不斷升高，相同條件下，節(jié)溫越高，損耗就越大，而估算公式的計算沒有考慮節(jié)溫的變化。

圖7 試驗值、仿真值與估算值對比圖

4   結(jié)束語

本文首先介紹了SIC 模塊和IGBT 兩種模塊基本知識，在對Boost 電路工作原理進行分析的基礎(chǔ)上，進一步研究了Boost電路中功率模塊熱損耗的計算方法，并給出了具體的計算公式；以30 kW DC/DC變換器為參數(shù)輸入， 對使用SIC 和IGBT兩種模塊作為功率器件，在不同工作頻率下?lián)p耗進行理論計算、PLESE 仿真和試驗驗證對比，理論計算、仿真和試驗結(jié)果之間的差值在20% 以內(nèi)，證明了理論計算公式的正確性，通過兩種模塊在不同頻率下的熱損耗對比可以看出，SiC 器件在高頻下熱損耗明顯顯著低于IGBT 器件，從而可以大大提高DCDC 變換器的功率效率和降低DCDC 變換器的體積。

參考文獻：

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（本文來源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2023年1月期）