MCM高速電路布局布線設(shè)計(jì)的信號(hào)完整性分析

摘    要：隨著封裝密度的增加和工作頻率的提高，MCM電路設(shè)計(jì)中的信號(hào)完整性問(wèn)題已不容忽視。本文以檢測(cè)器電路為例，首先利用APD軟件實(shí)現(xiàn)電路的布局布線設(shè)計(jì)，然后結(jié)合信號(hào)完整性分析，對(duì)電路布局布線結(jié)構(gòu)進(jìn)行反復(fù)調(diào)整，最后的Spectra Quest軟件仿真結(jié)果表明，改進(jìn)后的電路布局布線滿足信號(hào)完整性要求，同時(shí)保持較高的仿真精度。
關(guān)鍵詞：多芯片組件；布局布線；信號(hào)完整性；反射；延時(shí)

隨著集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展，多芯片組件工作速度越來(lái)越高，高速信號(hào)的處理已成為MCM電路設(shè)計(jì)能否成功的關(guān)鍵。當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)的上升沿或下降沿很小時(shí)，就會(huì)導(dǎo)致傳輸線效應(yīng)，即出現(xiàn)信號(hào)完整性問(wèn)題。
本設(shè)計(jì)按照?qǐng)D1所示的MCM布局布線設(shè)計(jì)流程，以檢測(cè)器電路為例，詳細(xì)闡述了利用信號(hào)完整性分析工具進(jìn)行MCM布局布線設(shè)計(jì)的方法。首先對(duì)封裝零件庫(kù)加以擴(kuò)充，以滿足具體電路布局布線設(shè)計(jì)的需要；然后利用APD(Advanced Package Designer)軟件直接調(diào)用零件封裝符號(hào)，完成電路初步的布局布線設(shè)計(jì)；最后結(jié)合反射、延時(shí)和電磁兼容等信號(hào)完整性仿真分析結(jié)果進(jìn)行反復(fù)調(diào)整，改進(jìn)后的電路布局布線減小了信號(hào)的反射，輸入信號(hào)的相對(duì)延時(shí)不超過(guò)0.2ns，電磁干擾現(xiàn)象也得到了抑制，滿足信號(hào)完整性要求。

MCM布局布線的軟件實(shí)現(xiàn)
如上所述，MCM布局布線的實(shí)現(xiàn)包括電路原理圖生成、擴(kuò)充零件庫(kù)及最終的布局布線完成和加工數(shù)據(jù)文件輸出。APD Layout包括Padstack(*.pad)、Package Symbol(*.psm)、Mechanical Symbol(*.bsm)、Format Symbol (*.osm)和Shape Symbol(*.ssm)五種，MCM布局布線設(shè)計(jì)中，所有的布局都必須有正確的Library Packing。MCM設(shè)計(jì)軟件自帶封裝庫(kù)往往不能滿足具體設(shè)計(jì)要求，只有擴(kuò)充零件庫(kù)后，才能直接調(diào)用零件進(jìn)行布局布線設(shè)計(jì)及最終的工藝文件輸出。首先利用Padstack Editor軟件擴(kuò)充零件庫(kù)，然后對(duì)電路進(jìn)行封裝，并通過(guò)Concept HDL給APD軟件導(dǎo)出電連接網(wǎng)表文件，最后完成電路布局布線。以檢測(cè)器電路為例，其原理圖主要部分如圖2所示，圖3為CCT(Spectra)布線后的形式。整個(gè)設(shè)計(jì)中，定義了16個(gè)Padstack和81個(gè)封裝符號(hào)，進(jìn)行251次調(diào)用Padstack和89次調(diào)用功能單元，其中共用到了251個(gè)元件封裝符號(hào)引腳和229個(gè)功能單元引腳。
需要注意的是，具體設(shè)計(jì)時(shí)，若利用Orcad進(jìn)行電路前期設(shè)計(jì)，則必須將Orcad生成的文件轉(zhuǎn)換為APD軟件的mcm文件。但由于轉(zhuǎn)換后的mcm文件存在類似brd的問(wèn)題，因此，采用Concept HDL軟件來(lái)導(dǎo)出網(wǎng)表文件，然后提取網(wǎng)線拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真。為減少仿真時(shí)間，采用分模塊仿真方法。 

仿真分析
IBIS模型
Spectra Quest和其他電路分析軟件一樣，要得到精確的仿真結(jié)果，必須首先給電路元件提供精確的電氣模型。Spectra Quest軟件使用的是IBIS模型。IBIS(輸入/輸出緩沖信息規(guī)范)模型采用I/V和V/T表的形式來(lái)描述I/O單元和引腳的特性，是一種基于V/I曲線的對(duì)I/O BUFFER快速準(zhǔn)確建模的方法。它提供一種標(biāo)準(zhǔn)的文件格式來(lái)記錄如驅(qū)動(dòng)器或接收器輸出阻抗、上升/下降時(shí)間及輸入負(fù)載等參數(shù)，這些參數(shù)由Spectra Quest來(lái)讀取。IBIS模型具有信號(hào)完整性分析所需要的信息，非常適合做振蕩和串?dāng)_等高頻效應(yīng)的計(jì)算與仿真。
Spectra Quest內(nèi)部的Sigxplorer接受IBIS模型，然后將其轉(zhuǎn)換為獨(dú)特的設(shè)計(jì)模型化語(yǔ)言DML，以完成復(fù)雜I/O結(jié)構(gòu)的建模。而且，Sigxplorer中的Constraint Manager能夠?qū)Ψ抡嬷惺褂玫膮?shù)進(jìn)行管理，并將其嵌入到后續(xù)布局布線約束條件中。
反射分析
反射即傳輸線上的回波，是由于阻抗的不連續(xù)而引起的。源端與負(fù)載端阻抗不匹配會(huì)引起線上的反射，負(fù)載將一部分電壓反射回源端。如果負(fù)載阻抗小于源阻抗，反射電壓為負(fù)；反之，反射電壓為正。理想的情況是輸出阻抗、傳輸線阻抗及負(fù)載阻抗均相等，此時(shí)，傳輸線的阻抗是連續(xù)的，不會(huì)發(fā)生任何反射。反射電壓信號(hào)的幅值由源端反射系數(shù)rS和負(fù)載反射系數(shù)rL決定，分別如下式所示：
   (1)
   (2)
式中，RS為源阻抗，Z0為傳輸線阻抗，RL為負(fù)載阻抗。若RL=Z0，則負(fù)載反射系數(shù)rL=0；若RS=Z0，則源端反射系數(shù)rS=0。
解決傳輸線反射的關(guān)鍵是阻抗控制，阻抗匹配可以抑制傳輸線反射，主要有：并聯(lián)端接、Thevenin等效并聯(lián)端接、AC端接和串聯(lián)端接法四種匹配端接方法。這里采用Thevenin等效并聯(lián)端接法，對(duì)檢測(cè)器電路輸入部分阻抗進(jìn)行控制，然后提取電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分別仿真匹配端接前、后電路的傳輸特性。
用頻率為50MHz，占空比為0.5的Pulse信號(hào)作觸發(fā)，圖4和圖5分別為利用Signoise工具仿真得到的匹配端接前、后的仿真波形。從圖中可以看出，端接前，波形在上升沿有畸變發(fā)生，容易引起誤操作。匹配端接有效地消除了信號(hào)的畸變，單調(diào)性很好，而且在上升沿拉升了原信號(hào)，提前進(jìn)入電平切換，增加了信號(hào)的穩(wěn)態(tài)時(shí)間，信號(hào)的上升沿也比較平穩(wěn)。雖然在高電平的維持階段有上過(guò)沖，但對(duì)信號(hào)確認(rèn)沒(méi)有影響，信號(hào)質(zhì)量比較理想。另外，信號(hào)傳輸線長(zhǎng)度對(duì)反射也有一定的影響。仿真發(fā)現(xiàn)，傳輸線較長(zhǎng)時(shí)，出現(xiàn)了預(yù)示的反射現(xiàn)象，如圖6所示；而傳輸線較短時(shí)，仿真波形和分析結(jié)果吻合得很好，如圖7所示。表1為上述兩種情況下的波形仿真參數(shù)。所以，布線長(zhǎng)度不同，其處理方法也應(yīng)不同。一般來(lái)說(shuō)，走線長(zhǎng)度小于2英寸，以集總參數(shù)的LC電路來(lái)處理；大于8英寸，則以分布參數(shù)的傳輸線電路來(lái)對(duì)待。
延時(shí)分析
隨著系統(tǒng)工作頻率的升高，當(dāng)信號(hào)上升沿或下降沿很陡時(shí)，布線延時(shí)不能再被忽略。它對(duì)信號(hào)的建立和保持起著至關(guān)重要的作用，甚至可能影響系統(tǒng)的時(shí)序，產(chǎn)生誤操作，所以必須予以考慮。MCM高速電路設(shè)計(jì)要求存儲(chǔ)芯片的相位偏差不能過(guò)大，因此驅(qū)動(dòng)端到接收端的布線延時(shí)應(yīng)大致相等。延時(shí)和信號(hào)線長(zhǎng)度的關(guān)系如下式所示：

      (3)
式中，莆映伲琫為介電常數(shù)，r為電阻率，w為線寬，l0為芯片之間的平均距離。由式(3)可以看出，信號(hào)線長(zhǎng)度對(duì)傳輸質(zhì)量影響很大，可能使信號(hào)在傳輸過(guò)程中產(chǎn)生畸變。信號(hào)傳輸質(zhì)量隨著線長(zhǎng)的增加而變差，對(duì)于過(guò)長(zhǎng)的信號(hào)線，應(yīng)采用源端或終端匹配的方法來(lái)改善傳輸質(zhì)量。利用信號(hào)完整性仿真工具，可以方便地模擬從驅(qū)動(dòng)端到各芯片的延時(shí)，然后結(jié)合仿真結(jié)果對(duì)布局布線進(jìn)行調(diào)整，以達(dá)到預(yù)定的要求。
檢測(cè)器的每個(gè)信號(hào)應(yīng)盡可能保持同一傳輸延遲，這就要求布線時(shí)盡量保持長(zhǎng)度一致，對(duì)于微弱的差別，可以根據(jù)仿真結(jié)果延長(zhǎng)或縮短布線。完成布線以后，再利用Spectra Quest軟件仿真輸入信號(hào)的傳輸延遲，具體參數(shù)如表2所示。可以看出，其相對(duì)延時(shí)不超過(guò)0.2ns，仿真結(jié)果比較理想。
EMI分析
以上在時(shí)域中分析了信號(hào)的反射和延時(shí)，除此之外，EMI(電磁干擾)也是高速電路設(shè)計(jì)的一個(gè)重要方面。
電磁干擾包括過(guò)量的電磁輻射和對(duì)電磁輻射的敏感性兩方面，工作頻率太高、信號(hào)變化太快或布局布線不合理等都會(huì)引起電磁干擾效應(yīng)。分別對(duì)改變布線策略，增加終端匹配前、后的檢測(cè)器電路進(jìn)行EMI仿真。圖8為布局布線調(diào)整前的仿真波形，垂直條長(zhǎng)度指信號(hào)在該頻率的電磁輻射強(qiáng)度，橫線指系統(tǒng)可承受的最大輻射強(qiáng)度。從圖中可以看到，信號(hào)所產(chǎn)生的噪聲從0延續(xù)到2GHz，范圍很寬，而且每個(gè)頻率的輻射強(qiáng)度不盡相同，某些頻率的輻射強(qiáng)度超出了限制，即信號(hào)在該頻率的電磁干擾已經(jīng)超出系統(tǒng)所能承受的程度，應(yīng)該采取措施降低其輻射水平。按照前述的方法進(jìn)行阻抗控制，并盡量減小布線長(zhǎng)度，重新仿真的結(jié)果如圖9所示。可以看到，超過(guò)限制的頻率波已降到橫線以下，并且各頻率點(diǎn)的輻射強(qiáng)度均有所下降，整個(gè)輻射強(qiáng)度都有所降低。這說(shuō)明，對(duì)于傳輸信號(hào)，改變布線長(zhǎng)度和增加適當(dāng)?shù)钠ヅ涠私泳W(wǎng)絡(luò)，不僅改善了信號(hào)的傳輸特性，也降低了電磁輻射強(qiáng)度，提高了信號(hào)的質(zhì)量。

結(jié)語(yǔ)
高速電路設(shè)計(jì)時(shí)，首先利用精確的器件模型對(duì)系統(tǒng)功能進(jìn)行信號(hào)完整性和EMI仿真分析，以此來(lái)確定電路的布局布線，然后再進(jìn)行仿真，對(duì)布線網(wǎng)絡(luò)加以改進(jìn)，直至得到滿意的布線結(jié)果。本設(shè)計(jì)主要對(duì)MCM布局布線設(shè)計(jì)技術(shù)，結(jié)合檢測(cè)器封裝實(shí)例，分別在時(shí)域和頻域?qū)CM布局布線時(shí)的反射、延時(shí)和EMI等問(wèn)題進(jìn)行了仿真和分析，取得了較好的效果?！?/p>

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