一種精度可調(diào)的數(shù)字控制移相原理

　　1 　引 言

　　移相電路在現(xiàn)代通訊技術(shù)、波形調(diào)制和雷達(dá)掃描等許多方面有著大量的運(yùn)用。目前實(shí)現(xiàn)方式大致可分為模擬和數(shù)字2類。模擬移相器的電路較為復(fù)雜、線性差、響應(yīng)時間慢，抗電磁干擾能力差。而數(shù)字移相器主要分2類[1]：第一類是運(yùn)用直接數(shù)字式頻率合成技術(shù)DDS。另一類是利用單片機(jī)計(jì)數(shù)延時的方法實(shí)現(xiàn)。其中使用DDS的移相器的實(shí)現(xiàn)精度大多依照"360°/2°"的方式實(shí)現(xiàn)，即其能夠?qū)崿F(xiàn)180°，90°，45°，22.5°，11.25°等精度[2]。另外其實(shí)現(xiàn)電路也較為復(fù)雜;而第二類利用單片機(jī)雖然可以實(shí)現(xiàn)較高精度的移相，但使用的單片機(jī)屬于硬核IP[2]，在大規(guī)模集成和使用權(quán)問題上十分不方便。本文介紹的基于可編程數(shù)字控制方法的移相原理，其精度可以通過精度控制輸入信號任意賦予(在本文中精度調(diào)制為1°來說明)。此原理的電路采用采樣電路和精度為1°的360倍倍頻器等進(jìn)行延時輸出波形，方法簡便，電路結(jié)構(gòu)簡單，能夠配合任意工藝特性加以實(shí)現(xiàn)，且能夠方便地集成到大規(guī)模電路中去。

　　2　 基本原理

　　本系統(tǒng)是基于數(shù)字倍頻器進(jìn)行延時操作而實(shí)現(xiàn)的移相。實(shí)現(xiàn)原理是把輸入模擬波形(如正弦信號)的周期Tin轉(zhuǎn)化為原來的1/data，Tin/data即為移相精度，data值通過精度控制輸入信號賦值。當(dāng)data為360時，精度為1°;當(dāng)data為720時，精度為0.5°;若要更小的精度，可依此類推。本文中為便于顯示移相波形，把精度設(shè)置為1°。則精度為Tin/360，所用的倍頻器倍頻因子即為360。這樣經(jīng)n個Tin/360延時(n為移相的具體數(shù)值，由記時控制輸入信號D賦值)，再輸出波形。和原波形相比就形成了移相。從實(shí)現(xiàn)的電路方面來講，要把輸入波形周期變?yōu)樵瓉淼?/360，或者說把輸入波形的頻率變?yōu)樵瓉淼?60倍，最直接的辦法就是采用倍頻器。而數(shù)字倍頻器的輸入是數(shù)字信號，則應(yīng)先把模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量，這就需要一個模擬比較器。在得到倍頻輸出信號后，為了要得到希望的n值，還應(yīng)在倍頻器后添加數(shù)字定時輸出計(jì)數(shù)器，以輸出延時控制信號。最后把模擬信號輸入A/D電路，通過ROM存儲，再在延時控制信號的作用下延時輸出數(shù)字量，再經(jīng)過D/A電路還原為模擬量，最終實(shí)現(xiàn)移相操作。其中倍頻器具有360倍倍頻能力。

　　輸入模擬信號(如正弦波)經(jīng)過信號比較器，波形電壓與零伏比較后，高于零伏的電壓段轉(zhuǎn)化為高電平，低于的轉(zhuǎn)化為低電平，這樣輸入信號就轉(zhuǎn)化為周期相同的數(shù)字信號。A/D，ROM，D/A和一些控制電路構(gòu)成移相輸出控制模塊。其中移相控制部分的倍頻器，定時輸出計(jì)數(shù)器構(gòu)成可編程數(shù)字控制部分，都可以通過硬件語言編譯實(shí)現(xiàn)。這樣得到的系統(tǒng)硬件原理框圖如圖1所示。

　　以下著重說明數(shù)字倍頻器、數(shù)字定時輸出計(jì)數(shù)器和數(shù)模混合輸出控制電路。

　　2.1數(shù)字倍頻器

　　這里使用的數(shù)字倍頻器(電路如圖2所示)的算法是基于采樣的原理來實(shí)現(xiàn)[4]，理論上能夠?qū)崿F(xiàn)任意倍倍頻，這里為方便說明和顯示波形，設(shè)置為360倍，即倍頻因子為360，精度為1°。

　　當(dāng)信號A經(jīng)過比較器后，A轉(zhuǎn)化為具有相同周期的數(shù)字信號DA，他們的周期均為Tclk_in。通過引入高頻時鐘信號(其周期為Thf_clk)采樣，以此來計(jì)數(shù)在一個Tclk_in中含有的Thf_clk的個數(shù)，把這個結(jié)果記為Nhf。則有：

　　Nhf=Tclk_in/Thf_clk (1)

　　由于倍頻因子是360，所以對于倍頻后的結(jié)果clk_div_n1有：

　　Nhf_of_clk_dive_n1=Nhf/360 (2)

　　Tclk_div_n1=Nhf_of_clk_dive_n1×Thf_clk (3)

　　Tclk_div_n1為倍頻后倍頻器輸出波形的周期，Nhf_of_clk_dive_n1為一個Tclk_div_n1中含有的采樣信號周期的個數(shù)。

　　聯(lián)立式(1)，(2)，(3)，可得：

　　Tclk_div_n1=Tclk_in/360 (4)

　　亦即：

　　fclk_in×360=fclk_div_n1 (5)

　　從而實(shí)現(xiàn)了360倍倍頻。Tclk_div_n1就是信號A相移27π/360(即1°)時所占的時間間隔。圖3是本倍頻器的仿真波形(這里把倍頻因子固定為360)。在每次輸入信號周期變化后，都按照新的周期進(jìn)行360倍倍頻

　　這里應(yīng)說明的幾點(diǎn)是：

　　(1)如圖2所示，data就是精度控制信號，不難看出，實(shí)際上他也就是倍頻器的倍頻因子。當(dāng)data=360時，移相精度為1°。那么當(dāng)倍頻因子改變時，移相精度隨之而改變。若data為720，則移相精度為0.5°;若data為3 600，則移相精度為0.1°。這些都可以通過改變精度控制信號data來實(shí)現(xiàn)，從而達(dá)到精度可變的目的。

　　(2)reset為復(fù)位信號，在輸入信號DA(也就是電路圖中信號clk_in)時應(yīng)先復(fù)位。

　　(3)從圖3可以看到，每隔一個Tclk_in，Nhf就會被重新計(jì)算一次，并與上次的結(jié)果作比較，這樣輸出信號cal_dif會在輸入信號clk_in的周期發(fā)生變化時(也就是兩個Nhf數(shù)值不一樣時)，輸出一個高電頻。這個高電頻就是下兩個模塊數(shù)字定時輸出計(jì)數(shù)器和數(shù)?；旌陷敵隹刂齐娐分幸徊糠帜K的復(fù)位信號，從而達(dá)到倍頻器輸出信號周期自調(diào)節(jié)的目的。

　　(4)式(1)～式(5)的推導(dǎo)實(shí)際上都忽略了除法中的余數(shù)問題。當(dāng)式(1)除不盡時要考慮余數(shù)的四舍五入問題。式(2)，式(4)應(yīng)修改為：

　　Nhf_of_clk_dive_n1=Nhf/360 (6)

　　Tclk_in=360×Tclk_div_n1+R (7)

　　其中，R為倍頻后的時間余數(shù)，RN是倍頻后的計(jì)數(shù)整數(shù)的余數(shù)，他們是同一概念的2種表述.對余數(shù)四舍五入的實(shí)現(xiàn)方式是先把Tclk_div_n1作二倍頻處理得到Tclk_div_n2。以Tclk_div_n2對輸入周期Tclk_in再次采樣后得到值N。按照理想無余數(shù)的情況考慮，N應(yīng)該是720。但當(dāng)余數(shù)存在的情況下，若N大于720，則說明，RN≥0.5。那么表示倍頻器的輸出結(jié)果Tclk_div_n1的式(3)應(yīng)修改為：

　　Tclk_div_n1=(Nhf_of_clk_dive_n1+RN)×Thf_clk (8)

　　當(dāng)RN≥0.5時，按四舍五入考慮，可得：

　　Tclk_div_n1=(Nhf_of_clk_dive_n1+1)×Thf_clk (9)

　　若N沒有大于720，則說明RN<0.5。那么就按照式(3)處理;否則應(yīng)該按照式(9)處理。

　　2.2 定時輸出計(jì)數(shù)器

　　定時輸出計(jì)數(shù)器的輸入有計(jì)數(shù)數(shù)據(jù)data(9位)、復(fù)位信號set、數(shù)據(jù)輸入加載信號q和clk，輸出out.其中clk接倍頻器輸出信號clk_div_n1。定時輸出計(jì)數(shù)器的仿真波形如圖4所示。計(jì)數(shù)器的復(fù)位分2種情況;首先是倍頻器的輸出信號cal_dif引起的復(fù)位;然后在輸入新的數(shù)據(jù)data時，由q引起的復(fù)位。由于數(shù)據(jù)data是9位，則僅當(dāng)D<101101000(即10進(jìn)制的360)時，q才引起復(fù)位。否則不復(fù)位，數(shù)據(jù)也不加載。當(dāng)計(jì)數(shù)器復(fù)位后，out為0，在data個周期后，out輸出高電平。如仿真波形圖4所示，每輸入一個小于360的數(shù)，則輸出信號變?yōu)榈碗娖剑钡窖舆t時間結(jié)束后輸出高電平。

　　2.3輸出控制模塊

　　輸出控制模塊的主要作用是波形保持。先保持兩組波形一致，即先在模擬輸入信號輸入A/D[5，6]轉(zhuǎn)換電路后，得到的數(shù)字量同時輸入到兩個相同的ROM中存儲。在這個過程中倍頻器一直處于復(fù)位狀態(tài)。在ROM中存儲完一個輸入信號局期后，給一個信號使倍頻器停止復(fù)位，開始正常工作。ROM1在計(jì)數(shù)器開始運(yùn)作時就開始循環(huán)輸出數(shù)據(jù)。ROM2在響應(yīng)完延時信號后循環(huán)輸出數(shù)據(jù)。其原理框圖如下：

　　3 最終仿真波形

　　這里的A/D電路是10位逐次逼近型電路，輸入信號周期為720 μs，時鐘工作頻率為5 MHz，每隔11個時鐘周期采一次樣。應(yīng)根據(jù)采樣的次數(shù)確定ROM的大小。這里的輸入模擬信號周期為720μs，A/D時鐘周期為0.2μs，共采樣300次，每次10位數(shù)，則這里需要4 k的兩個ROM。ROM2的輸出由定時輸出計(jì)數(shù)器控制。這里假設(shè)相移要求為17°，則其時間延遲Tdelay=17×Tclk_div_n1。最終仿真波形如圖6，圖7所示。

　　圖7是圖6左下角數(shù)據(jù)的放大。這是由Cadence 公司的仿真軟件Spectre仿真計(jì)算得到。在圖6中，上面的波形為原來的正弦輸入信號;中間的是不經(jīng)過移相而直接輸出的結(jié)果;下面的是移相后的波形。由軟件顯示計(jì)算2個波形的時間差為：TB-TA=38.9066μs-4.90673μs=33.999 9μs△34 μs。根據(jù)本文介紹的延時控制理論，延時的數(shù)值應(yīng)為：TDelay=17×(720μs/360)=34μs。由此可見，仿真后得到數(shù)據(jù)和理論數(shù)據(jù)完全吻合，從而證實(shí)了本文原理的正確性。

　　4 結(jié) 語

　　通過上面論證，文中移相器的精度理論上可以任意定義。倍頻器在因溫度等外界因素導(dǎo)致輸入信號A的周期發(fā)生變化時，能立刻自我調(diào)整，使輸出與輸入的關(guān)系恒定(即fclk_in×360=fclk_div_n1)，并能夠根據(jù)外部輸入信號A的周期變化進(jìn)行自我調(diào)節(jié)適應(yīng)，另外對倍頻后的時間余數(shù)進(jìn)行了四舍五入處理，因而具有精度高，失真度小的特點(diǎn)。如果調(diào)整工藝，并使用性能較高的比較器，那么還可以使得移相器的輸入信號頻率大大提高，從而滿足高頻電路的移相需要，拓寬了應(yīng)用領(lǐng)域。同時本移相器除了適合正弦信號外，還適用于三角波信號和其他模擬信號的移相。