電器設(shè)備中功率因數(shù)校正問題仿真方案

Ⅰ 引言

目前，功率因數(shù)校正問題是許多電器設(shè)備都需要解決的問題。對此，人們提出了許多的電路拓?fù)浜涂刂品桨竵斫鉀Q它。其中運用較為廣泛的是利用BOOST型變換器來做功率因數(shù)校正。這是因為BOOST變換器具有許多其他電路拓?fù)渌痪哂械膬?yōu)點，例如輸入電流連續(xù)，控制簡單等。但是BOOST變換器的輸出電壓必須要比輸入電壓高，這使得在許多場合中需要再增加一級直流變換器來調(diào)整其輸出電壓，例如BUCK變換器。電路如圖1所示，造成了電路成本高，驅(qū)動復(fù)雜等缺點。對此本文提出了一種新型的BOOST-BUCK電路拓?fù)?，其電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。該變換器具有BOOST型變換器的大多數(shù)的優(yōu)點，同時還具有輸出電壓可調(diào)范圍大，輸出電流連續(xù)等優(yōu)點。比較圖1和圖2，我們可以看出BOOST-BUCK變換器是由BOOST變換器加BUCK變換器集成而成的，通過共用功率MOS管Ms來實現(xiàn)功率因數(shù)校正和輸出電壓的調(diào)節(jié)的。

文獻【2】指出，當(dāng)利用BOOST變換器做功率因數(shù)校正時存在兩種主要方法，利用乘法器方法和電壓跟隨方法。相對于前一種方法，后一種方法僅需要一個開環(huán)控制來保持恒定的占空比。當(dāng)BOOST電路工作在恒占空比的DCM狀態(tài)就可以實現(xiàn)很高的功率因數(shù)。輸入電流連續(xù)并且近似為正弦波，而且輸入電流連續(xù)可以進一步減小輸入的EMI濾波器。本文采用恒占空比方法來實現(xiàn)功率因數(shù)校正。

在穩(wěn)定狀態(tài)，功率MOS管工作在固定的頻率和固定的脈寬。相對于BOOST變換器，其工作于DCM狀態(tài)來實現(xiàn)輸入的高功率因數(shù);而BUCK變換器則隨著負(fù)載的變化或工作在CCM或DCM狀態(tài)。在一個開關(guān)周期內(nèi)，輸入電源相當(dāng)于一個直流電源，為了分析的方便，我們把圖2簡化一下，如圖3所示。

假設(shè)該變換器已工作在穩(wěn)定狀態(tài)。對應(yīng)與圖4，該變換器的一個開關(guān)周期內(nèi)的各個工作模式分析如下：

模式(a)t0-t1：在t0時刻，功率MOS管導(dǎo)通。相對于BOOST變換器而言，二極管D1反向截止;電感電流iL1 流經(jīng)Vs, L1, D3, Ms返回Vs。而對于BUCK變換器，二極管D1反向截止;電感電流iL2 流經(jīng)C1, L2, C2R2, D2, Ms返回C1。兩電感均存儲能量。

模式(b)t1-t2;在t1時刻，功率MOS管關(guān)斷。相對于BOOST變換器而言，電感電流iL1通過二極管D1續(xù)流;電感電流iL1 流經(jīng)Vs, L1, D3, D1,C1返回Vs。而對于BUCK變換器，電感電流iL2 也通過二極管D1續(xù)流，電感電流iL2 流經(jīng)L2, C2R2, D2, D1返回L2。兩電感均釋放能量。

模式(c)t2-t3;在t2時刻，功率MOS管保持關(guān)斷狀態(tài)。電感電流iL1降為零，BOOST變換器暫停工作。BUCK變換器仍然工作在續(xù)流狀態(tài)。

模式(d)t3-t4;在t3時刻，功率MOS管保持關(guān)斷狀態(tài)。電感電流iL2 也降為零。電容C2提供能量給負(fù)載。

圖5(a)顯示該變換器工作時的一個開關(guān)周期內(nèi)的關(guān)鍵波形。在設(shè)計過程中，BOOST變換器的電感L1必須被設(shè)計工作在斷續(xù)狀態(tài)。如圖5(b)所示，輸入電流的峰值會自動跟隨輸入電壓，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。